РОЗДІЛ 1. ДЖЕРЕЛО ЕЛЕКТРОЖИВЛЕННЯ – НЕВІД'ЄМНИЙ КОМПОНЕНТ РАДІОЕЛЕКТРОННОЇ АПАРАТУРИ

1.1 Мета та задачі курсу

1.2Основні терміни та визначення

1.3Вимоги до джерел електроживлення

1.4Основні (базові) структурні схеми джерел вторинного електроживлення

       1.4.1 Традиційна структурна схема

        1.4.2 Проблема мініатюризації джерел вторинного електроживлення

       1.4.3  Сучасна структурна схема

1.5 Вимоги до елементної бази сучасних джерел електроживлення

1.6 Коротка історична довідка

1.7 Висновки

1.8 Контрольні питання та завдання

1.9 Задачі для самопідготовки

 

В процесі роботи з матеріалом цього розділу

та після завершення, ви  маєте

 

Знати:

 

·          мету та задачі дисципліни;

·          призначення засобів електроживлення, принцип розподілу на        первинні та вторинні;

·          основні терміни та визначення стосовно до засобів електроживлення;

·          основні вимоги до джерел електроживлення згідно з ДСТУ-2715 - Джерела вторинного електроживлення. Загальні технічні умови;

·          сутність узагальненої еквівалентної схеми джерел електроживлення;

·          обґрунтування переходу від традиційної структурної схеми джерела вторинного електроживлення до сучасної;

·          вимоги до компонентів сучасних джерел вторинного електроживлення;

·          історію розвитку елементної бази та функціональних вузлів засобів електроживлення.

 

Вміти:

 

·          визначати основні параметри, які характеризують функціональні вузли ДВЕЖ; розраховувати та накреслити зовнішню характеристику, визначити особливості точок – холостого ходу, короткого замикання)

·          підготувати інформацію для складання технічного завдання для джерел вторинного електроживлення;

·          скласти узагальнену еквівалентну та основні структурні схеми джерел вторинного електроживлення;

·          порівняти характеристики джерела вторинного електроживлення за традиційної та сучасної структурної схемами в сенсі позитивних і негативних властивостей;

·          вибрати за якісними та масогабаритними параметрами структурну схему ДВЕЖ;

·          користуватись довідниками та каталогами, електронними базами даних стосовно компонентів та промислових блоків електроживлення;

·          вміти, за необхідністю, розробити, налаштувати, випробувати джерело електроживлення ( після опанування всієї дисципліни).

 

1.1.   Мета та задачі курсу

 

 

Кожному фахівцю, який працює з електронною апаратурою, відомо, що вона здатна виконувати свої функції лише за умов відповідного енергозабезпечення.

Перетворення параметрів електричної енергії засобів первинного енергозабезпечення – електричної мережі або автономних джерел – здійснюють засоби вторинного електроживлення (ЗВЕЖ). У зв'язку з цим під час підготовки до практичної діяльності фахівець електронного профілю повинен здобути теоретичні відомості щодо засобів електроживлення та практичні навички роботи з ними.

Ці знання та вміння необхідні:

·             під час експлуатації електронних пристроїв, до складу яких обов’язково входять засоби електроживлення, котрі зумовлюють надійність та інші важливі характеристики апаратури;

·             під час проектування електронної апаратури різного призначення – щоб інженерно-обґрунтовано розробити технічне завдання на засоби електроживлення, оскільки вони суттєво впливають на вартість, коефіцієнт корисної дії (ККД), показники:питомі масогабаритні надійності і, безумовно показники призначення апаратури вцілому;

·             в інженерній практиці можливі обставини (наприклад, тимчасова відсутність на ринку збуту пристроїв електроживлення з необхідними технічними характеристиками, або відсутність спеціалізованого підрозділу на підприємстві, відповідального за засоби електроживлення), за яких інженеру електронного профілю необхідно розробити, або брати участь у розробці джерела електроживлення.

Електрична енергія, що необхідна для функціонування радіоелектронних засобів (РЕЗ) різного призначення, надходить, головним чином, від промислової мережі напругою 380/220 В (в Європі впроваджують 400/230 В), частоти 50 Гц (в США та Японії 120 В, 60 Гц), бортових джерел – 115 В, 400 Гц або 27 В сталої напруги, а також від автономних джерел типу дизель-генератор, різних типів акумуляторів, гальванічних елементів, інших спеціальних засобів первинного електроживлення.

Зазначимо, що за окремими винятками параметри електричної енергії засобів первинного електроживлення відрізняються від тих, які потребують споживачі енергії (наприклад, радіоелектронні пристрої). Крім цього, в процесі роботи значення параметрів електроенергії може змінюватись внаслідок впливу різних дестабілізувальних збурень.

Дестабілізувальні збурення зумовлені:

·          зміненням значення напруги засобів первинного енергозабезпечення;

·          зміненням сили струму навантажувального кола;

·           умовами експлуатації (кліматичними, механічними та ін). Вплив дестабілізувальних збурень характеризують показники нестабільності вихідного параметра (напруги або струму).

Тому необхідно застосовувати стабілізатор - функціональний вузол (ФВ), який забезпечує визначене значення нестабільності.

Як приклад взаємодії джерела електроживлення та функціональної апаратури на рисунку 1.1 зображено комплект: джерело електроживлення та перетворювач звукового сигналу від мікрофона (1) до гучномовця (2), що виконує функцію підсилення потужності вхідного сигналу від одиниць міліват до десятків, сотень ватт. Це можливо лише за умови отримання енергії від джерела електроживлення потужністю Р_Ж. Тобто підсилювач фактично є модулятором енергії джерела електроживлення.

 

Рис. 1.1 Комплект: джерело електроживлення та канал звукового сигналу (разом – це підсилювач)

 

Таким чином для нормального функціонування радіоелектронної апаратури (РЕА) в її складі необхідні додаткові засоби, які перетворюють параметри електричної енергії й зменшують до визначених меж значення нестабільності. Цю функцію виконують засоби вторинного електроживлення, які входять до складу РЕА як допоміжні, але водночас це такі пристрої, що визначають якісні характеристики всього комплексу апаратури в цілому.

 

Визначимо мету та задачі дисципліни:

Мета викладання дисципліни:  надати студентам інформацію, необхідну для:

·           проектування та застосування джерел електроживлення різного призначення;

·           розробленням інженерно-обгрунтованого технічного завдання з метою виготовлення або придбання джерела вторинного електроживлення, яке забезпечує штатне функціонування апаратури.

Задачі студентів, що вивчають дисципліну:

·          опанувати вимоги до параметрів джерел електроживлення;

·          знати принципи роботи джерел електроживлення як єдиного цілого, так і окремих функціональних вузлів вміти скласти структурну схему джерела електроживлення;

·          вміти розраховувати функціональні вузли джерела електроживлення (трансформатор, випрямляч, згладжувальний фільтр, інвертор, стабілізатор та ін.);

·          вміти розраховувати вихідні параметри та вибрати відповідні компоненти (елементну базу);

·          вміти раціонально сконструювати джерело електроживлення;

·          вміти на підставі розрахунків або експериментів визначати характеристики та параметри джерела електроживлення;

·          знати вимоги до забезпечення електромагнітної сумісності джерела електро-живлення з електричною мережею та засобом, якому призначена електроенергії цього джерела та вміти, за необхідністю, застосовувати необхідні заходи;

·          вміти вибрати на ринку збуту джерело електроживлення, яке відповідає всім вимогам;

·          вміти налагодити або відремонтувати джерело електроживлення.

 

 

1.2.   Основні терміни та визначення

 

 

Джерелами електроживлення, в широкому значенні, є всі засоби, що виробляють електричну енергію, транспортують її до місця споживання, перетворюють за родом струму, регулюють та стабілізують за значенням номінальної вихідної величини (напруга, сила струму, потужність). Джерела електроживлення поділяють на:

·          первинні – перетворюють різні види енергії в електричну (дизель-генератори, гідро, атомні, теплові електростанції, хімічні джерела струму (ХДС), тощо);

·          вторинні – перетворюють параметри електроенергії (значення напруги, частоти, кількість фаз тощо), отриманої від первинних джерел.

Не слід плутати первинні та вторинні ХДС: первинні ХДС - primary (гальванічні елементи) застосовують до вичерпання ресурсу (розряду), на відміну від вторинних ХДС – secondary (акумулятори), які дозволяють декілька циклів заряду-розряду.

Поширеним прикладом застосування первинних та вторинних джерел електроживлення є мобільний телефон із зарядним пристроєм, відповідно - рис. 1.2а та рис.1.2б.

Основні терміни та визначення щодо джерел електроживлення зазначено в Національному стандарті України ДСТУ 2372 - Джерела вторинного електроживлення. Терміни та визначення.

Наведемо деякі важливі для подальшого застосування.

Засіб вторинного електроживлення (ЗВЕЖ) – функціональна частина радіоелектронної апаратури (РЕА), що використовує енергію, яку одержує від систем електропостачання або первинного джерела електроживлення, та призначена для формування вторинного електроживлення РЕА.

 

Рис. 1.2. Мобільний телефон з джерелами електроживлення: а –  акумулятор; б – електрична мережа, зарядний пристрій

 

Система вторинного електроживлення – засіб електроживлення, який забезпечує за заданою програмою вторинним електроживленням всі кола комплексу радіоелектронної апаратури.

Джерело вторинного електроживлення (ДВЕЖ) – засіб вторинного електроживлення РЕА, який забезпечує електроживленням самостійні прилади або окремі кола комплексу РЕА.

Функціональний вузол вторинного електроживлення – це пристрій, який входить до складу джерела або системи вторинного електроживлення РЕА та виконує одну або кілька функцій (випрямлення, фільтрація, стабілізація, підсилення, регулювання, захист тощо).

Стабілізоване джерело електроживлення – вторинне джерело електроживлення, яке одержує електричну енергію від первинного джерела та видає її стабілізовану на одну або кілька пар вихідних затискачів чи контактних рознімів.

Параметричний стабілізатор напруги (струму) (вторинного електроживлення) – стабілізатор напруги (струму), до складу якого входять функціональні вузли з нелінійною вольт-амперною характеристикою, які забезпечують на вихідних затискачах незначні зміни напруги (струму) за значної зміни вхідної напруги (струму).

Компенсаційний стабілізатор напруги (струму) (вторинного електроживлення) – стабілізатор напруги (струму) вторинного електроживлення РЕА, який здійснює стабілізацію внаслідок впливу змінення вихідної напруги (струму) на його регулювальний пристрій через коло зворотного зв'язку.

Нестабільність вихідної напруги (струму) ДВЕЖ – це змінення усталеного (номінального) значення стабілізованої вихідної напруги (струму, потужності), що спричинено певними зміненнями усталеного значення одного або декількох параметрів впливу – ці фактори називатимемо дестабілізувальними збуреннями.

Слід розрізняти збурення:

·          в часі: повільні та швидкі;

·          за частотою: вузькополосні та широкополосні.

Наведемо деякі інші збурення, що призводять до нестабільності вихідної напруги. Це змінення:

·          вхідної напруги;

·          температури;

·          номінальних параметрів компонентів із спливом часу – часовий дрейф;

·          вологості;

·          тиску;

·       механічних чинників, тощо.

В цьому сенсі необхідно визначити статичні та динамічні нестабільності відповідно. В умовах збурень першого типу стабілізатор „встигає" реагувати, тобто термін дії збурення (t_зб) значно більший часу перехідного процесу (t_пер) , або найвища частотна складова збурення (ω_{в зб}) значно менша граничної частоти (ω_гр) тракту регулювання ДВЕЖ; в умовах збурень другого типу - навпаки  або . На рисунку 1.3 наведено ілюстрації збурень першого і другого типів – за вхідною напругою та зміненням навантажувального струму (рис. 1.3а та рис. 1.3б, відповідно). Якщо мають місце динамічні нестабільності – слід визначити відповідно перехідні або частотні характеристики ДВЕЖ. На діаграмах до точок t₁ та ωt₁ як реакцію на збурення ΔU_вх та ΔI_н маємо відповідно ΔU_{вих ст t}, ΔU_{вих ст ω} – це статичний режим. На діаграмах від точок t₂ та ωt₂ – значення збурень однакові з попередньою ситуацією, але реакція інша: ΔU_{вих дин}  > ΔU_{вих ст} . За “швидкого” збурення маємо викид напруги – це обумовлено інерційними властивостями компонентів регулювального тракту (рис. 1.3а), а за “частотним” - зростання напруги, що обумовлено зростанням модуля вихідного імпедансу джерела – рис. 1.3б.

 

Рис. 1.3 Реакція ДВЕЖ на статичні та динамічні збурення: а –  вхідної напруги (за часом);

б – струму навантажувального кола (за частотою)

 

Одним із найважливіших параметрів джерела електроживлення є його внутрішній опір Rвн, його також називають вихідний опір Rвих (з урахуванням частотних властивостей – це імпеданс). З метою визначення  цього поняття на прикладі на рис. 1.4 наведено узагальнену еквівалентну схему джерела електроживлення (рис. 1.4а) та навантажувальні характеристики (рис. 1.4б,в). Напругу навантажувального кола можна визначити за другим законом  Кірхгофа  (рис. 1.4а):

 

,                                                                          (1.1)

 

де Е – електрорушійна сила (ЕРС), нагадаємо – за умови I = 0 це є напруга холостого ходу (х.х.), Ін - сили струму навантажувального кола.

З графіка навантажувальної характеристики U_н = f(I_н) на рис. 1.4б визначимо внутрішній (вихідний) опір R_вн:

 

,                                                   (1.2)

 

де - масштабний множник, який дорівнює відношенню масштабного множника за напругою до масштабного множника з силою струму;

 

Тут і далі індекс "ном" визначає "номінальну величину".

Таким чином змінення вихідної напруги:

 

                          ;                                                 (1.3)

     або   

                                                          (1.3а)

 

На рис.1.4в наведено дві навантажувальні характеристики за однакових номінальних значеннь  та , але різних . Рисунок 1.4в показує, що зменшення  призводить до зменшення кута нахилу  навантажувальної характеристики та зменшення нестабільності вихідної напруги за умов змінення навантажувального струму.

 

Рис. 1.4 Узагальнене джерело електроживлення: а –  еквівалентна схема із навантажувальним колом; б, в – навантажувальні характеристики

 

З формули (1.1) або даних  графіка навантажувальної характеристики (рис.1.4в) можно визначити силу струму короткого замикання

 

;                                                               (1.4)

 

За умови коректного проектування джерела електроживлення  це значення не є допустимим – спрацює функціональний вузол захисту від перевищення сили навантажувального струму встановленого значення.

Для кількісного опису впливу дестабілізувальних збурень введено поняття окрема нестабільність вихідної напруги (струму), яку визначають як змінення усталеного значення вихідної напруги (струму), що спричинене певними зміненнями усталеного значення одного з параметрів впливу, за умови, що всі інші параметри впливу є незмінними. Для визначення нестабільності вихідної величини застосовують поняття коефіцієнт нестабільності за кожним з чинників, наприклад:

·          коефіцієнт нестабільності за зміненням вхідної напруги :

 

                                                ;                                        (1.5)

 

коефіцієнт нестабільності за зміненням сили струму навантажувального кола :

 

                                               ;                                          (1.5 а)

 

коефіцієнт нестабільності за температурою :

 

                                               ,                                         (1.5 б)

 

тощо.

Максимальний узагальнений коефіцієнт загальної нестабільністі, визначають як суму:

 

                                               ,                                                     (1.6)

 

або

 

                                               .                                   (1.6 а)

 

Зауважимо, що збурення мають випадковий характер, тому в процесі проектуванні необхідно передбачити  засоби попередження їхнього впливу на апаратуру на базі знань практичних задач теорії імовірності, або виконувати розрахунки за максимальним значенням параметрів збурень як це зазвичай, окрім спеціальних ситуацій

Для забезпечення заданого значення нестабільності застосовують стабілізатори.

Коефіцієнт стабілізації показує, яким є співвідношення значень змінень напруги на вході та на виході в навантажувальному колі, й характеризує властивості стабілізатора:

 

                                                                (1.7)

 

де  – коефіцієнт передавання номінальної напруги (необхідно, шоб його хначення були якомога ближчим до 1); З метою узагальнення цього показника й для інших функціональних вузлів будемо застосувати позначення Uвих.ном замість Uвх.ном.

 

                                                                                      (1.7 а)

 

Для опису випрямленої напруги введено коефіцієнт пульсації, який визначають як відношення амплітудного значення першої гармоніки пульсації (половина подвійного пікового значення, peak-to-peak) до середнього значення напруги:

 

                                                ,                                                     (1.8)

 

де  – половина подвійного пікового значення (peak-to-peak);

 – середнє значення напруги на виході джерела електроживлення або затискачах інших функціональних вузлів.

 

Для опису властивості фільтра зменшувати змінний складник застосовують поняття:

коефіцієнт фільтрації, який визначають як:

 

                                              ,                                                       (1.9)

 

де ,  – максимальні значення змінного складника (peak-to-peak) напруги на вході та виході фільтра, відповідно;

коефіцієнт зглажування, який є узагальненою характеристикою фільтра:

 

,                                               (1.10)

 

де  - див (1.7 а)

Важливим енергетичним показником ДВЕЖ є коефіцієнт корисної дії ККД:

 

                                               ,                                         (1.11)

 

де Р _вих (P_н)– потужність навантажувального кола;

P_вт – потужність втрат в джерелі електроживлення; для забезпечення високого ККД значення P_вт повинно бути якомога меншим.

Джерела електроживлення характеризують також питомими масо-габаритними показниками:

·          питомий показник за об'ємом:

 

                                    ,                                                  (1.12а)

 

де Р_вих ­­ –­ максимально можлива потужність на виході ДВЕЖ;

V  – об’єм джерела електроживлення;

·          питомий показник за масою:

 

                                     ,                                                   (1.12б)

 

де m  – маса джерела електроживлення;

 

 

 

1.3.   Вимоги до джерел вторинного електроживлення

 

 У цьому важливому для опанування дисципліни підрозділу, визначено характеристики та параметри ДВЕЖ, які необхідно знати під час розроблення технічного завдання, або придбання та застосування ДВЕЖ. До цього підрозділу доцільно повернтатись після вивчення наступних розділів цієї книги та дисципліни вцілому.

Отже, щоб виконати проект джерела вторинного електроживлення спочатку необхідно розробити технічне завдання - на підставі ДСТУ 2715 – “Джерела вторинного електроживлення. Загальні технічні умови”. Тому стисло охарактеризуємо структуру та зміст цього документу:

1.            Основні параметри

2.            Технічні вимоги

·          Загальні положення;

·          Вимоги до конструкції;

·          Вимоги до електричних параметрів і режимів експлуатації;

·          Вимоги щодо стійкості проти зовнішніх чинників;

·          Вимоги до надійності;

·          Вимоги безпеки.

3.     Правила приймання

·                     Загальні положення;

·                     Приймально-здавальні випробування;

·                     Періодичні випробування;

·                     Типові випробування;

·                     Випробування на надійність.

4.     Методи випробувань

·          Загальні положення;

·          Апаратура;

·          Вимоги безпеки;

·          Контроль на відповідність вимогам до конструкції;

·          Контроль на відповідність вимогам для електричних параметрів та режимів експлуатації;

·          Контроль на відповідність вимогам до стійкості проти зовнішніх чинників;

·          Контроль на відповідність вимогам до надійності;

·          Контроль на відповідність вимогам безпеки;

·          Контроль на відповідність вимогам до маркування та упаковки.

5.     Маркування, упакування, транспортування та зберігання

·          Маркування;

·          Упаковання;

·          Транспортування;

·          Зберігання.

6.     Гарантії виробника

Наведемо деякі дані та положення ДСТУ 2715:

 

Основні параметри:

 

 Номінальне значення сталої напруги постійного струму слід обирати з ряду,В: 0,1; 0,15; 0,25; 0,4; 0,6; 1,0; 1,2; 1,3**; 1,5*; 2,0; 2,4; 2,5; 3,15*; 4; 4,5*; 5; 5,2*; 6; 6,3**; 9; 10; 12; 12,6; 15; 18; 24; 27; 30; 36; 48; 60; 80; 100; 110; 150; 200; 220; 250; 300; 380; 400; 440; 500; 600; 660; 800; 1000; 1140; 1250; 1500; 2000; 2500; 3000; 4000; 5000; 6000; 8000; 10000; 12000; 15000; 20000; 25000;30000; 40000; 50000; 60000;100000;110000; 150000 .

Примітки.

* для інтегрованих мікросхем, що працюють з хімічними джерелами електроживлення;

** для електроживлення кіл розжарювання електронновакуумних приладів.

 Номінальне значення змінної вихідної напруги слід обирати з ряду,В: 1,2; 2,4; 3,15; 5; 6; 6,3; 10; 12; 12,6; 15; 24; 27; 36; 40; 42; 60; 80; 110; 115; 127; 200; 220; 380 .

Номінальне значення сили струму навантажувального кола слід обирати з ряду, А:

 

0,025; 0,05; 0,1; 0,25; 0,5; 0,8; 1; 2; 2,5; 4; 5; 6,3; 8; 10; 16; 20; 25; 40; 80 , (значення нижчі від 0,025 А та вище 80 А не регламентовано).

 

 Класи стабілізації вихідної напруги (сили струму) стабілізованих ДВЕЖ: 0,001; 0,002; 0,003; 0,005; 0,01; 0,02; 0,03; 0,05; 0,1; 0,2; 0,3; 0,5; 1,0; 2,0; 3,0; 5,0; 10,0; 15,0; 20,0 (див. табл.1.1).

 

Параметри мереж до яких під'єднують ДВЕЖ:

1.     номінальна стала напруга:                            

·          6, 12 , 24, 27 В, допустиме відхилення - 15%...+10%;

·          48, 60, 110, В, допустиме відхилення -20%...+15% ;

·          220, 440 В, допустиме відхилення -25%...+30% ;

2.     номінальне значення змінної напруги (ефективне, дієве):

·          однофазна мережа, В: 6, 12, 24, 27, 40, 42, 60, 110, 220 , відхилення: -15%...+10%, допустимі -20%...+15%;

·          трифазна мережа, В: 40, 42, 60, 220, 380, 660 , допустимі відхилення: -15%...+10%, допустимі -20%...+15%;

·          частота змінного струму, Гц: 50, 400 , допустимі відхилення: ±1; ±2 %;

·          допустимі значення коефіцієнта вищих гармонік%:2, 5, 10, 20 .

 

Технічні вимоги:

 

Вимоги до конструкціїї визначають загальний вигляд; габаритні, установчі та приєднувальні розміри; маса ДВЕЖ не повинна перевищувати встановлене значення, зовнішні виводи повинні забезпечувати надійний контакт; спосіб охолодження повинен бути узгодженим з комплексом вцілому, де застосовують джерело електроживлення; механізм регулювання, до якого повинен бути вільний доступ, але слід не допустити можливість випадкового переміщення органів керування.

Вимоги до електричних параметрів і режимів експлуатації визначають допустимі нестабільність напруги (струму), відповідно до класів стабілізації за передбачених умов уксплуатації; пульсацію, термін виходу на режим, тривалість безперервної роботи не менше ніж 8_годин. Наприклад:

·          допустимі відхилення (δ) вихідної стабілізованої напруги (струму) ДВЕЖ від номінального значення залежно від від класу стабілізації вихідної напруги (струму) повинні відповідати вказаним у табл. 1.1;

·          пульсація вихідної напруги (подвійна амплітуда – р-р «peak-to-peak») стабілізованих ДВЕЖ постійного струму за номінального навантажувального струму не повинна перевищувати значень, вибраних із ряду, що визначають виразом:

 

                     (1.13)

 

де k_{пл р-р} – коефіцієнт пульсації вихідної напруги стосовно подвійної амплітуди, 

·          пульсація вихідної напруги (подвійна амплітуда) нестабілізованих ДВЕЖ постійного струму за номінального навантажувального струму не повинна перевищувати значень, що вибирають з ряду: 1; 2; 5; 10; 20 %;

·          допустимі відхилення вихідної напруги від номінального значення нестабілізованих ДВЕЖ постійного струму: -10…+10%, або -15…+10%, якщо не обумовлено інше.

 

Таблиця 1.1

Класи стабілізації

Клас стабілізації	Допустиме відхилення вихідної напруги (струму) δ, %	Клас стабілізації	Допустиме відхилення вихідної напруги (струму) δ, %
0,001 0,002 0,003 0,005 0,01 0,02 0,03 0,05 0,1 0,2	± 0,001 ± 0,002 ± 0,003 ± 0,005 ± 0,01 ± 0,02 ± 0,03 ± 0,05 ± 0,1 ± 0,2	0,3 0,5 1 2 3 5 10 15 20	± 0,3 ± 0,5 ± 1 ± 2 ± 3 ± 5 ± 10 ± 15 ± 20
Примітка. Класи стабілізації вихідної напруги 2,0; 3,0; 5,0; 10,0; 15,0; 20,0 для живлення електровимірювальних приладів не застосовують.

 

 

Таким чином за термін роботоздатності джерела електроживлення потрібно забезпечити такі параметри:

·                     значення напруги U та сили струму І, на виході, повинні відповідати заданим номінальним значенням за умови високих ККД та коефіцієнта потужності  у мережі живлення;

·                     повинна бути визначена зовнішня характеристика  на робочому інтервалі змінення навантаження;

·                     нормальна робота апаратури повинна бути забезпечена за заданих змінень значення напруги мережі електроживлення та її частоти, номінальні значення яких є стандартними із допустимими зміненнями, тобто повинна бути забезпечена стабілізація напруги або/та струму;

·                     значення пульсації, не повинне перевищувати допустимого;

·                     значення електромагнітних завад не повинно перевищувати встановлених нормативними (національними, регіональними, міжнародними) документами, тобто слід забезпечувати електромагнітну сумісність (ЕМС);

·                     відхилення напруги та струму протягом гарантійного терміну роботоздатності джерела електроживлення не повинні перевищувати допустимих.

 

Вимоги щодо стійкості проти зовнішніх чинників визначають, що ДВЕЖ повинні бути стійкими проти дії механічних та інших чинників. Це фактори прояву:

·          синусоїдальних вібрацій високої частоти (з частотою переходу від вібропереміщення до віброприскорення від 57 до 62 Гц);

·          синусоїдальних вібрацій низької частоти (з частотою переходу від вібропереміщення до віброприскорення від 8 до 9 Гц);

·          резонансних частот;

·          багаторазових та одиничних механічних ударів;

·          температури та вологості навколишнього середовища;

·          атмосферного тиску;

·          постійних магнітних полів і змінних магнітних полів частоти мережі з напруженістю до 160_А/м.

ДВЕЖ повинно бути пристосовано до різних типів вібрацій, наприклад, синусоїдальних  вібрацій високих частот. Вібрацію характеризують величинами:

·          вібропереміщення [мм]; 

·          віброприскорення [м/с²].

За конструкцією, відповідно до умов функціонування, ДВЕЖ розрізняють за групами L,N,V, B, C, D, P₁, P₂.

Різні групи виконання ДВЕЖ мають обмежененя. Наприклад, групу L застосовують в місцях, де відсутня суттєва вібрація (або можлива вібрація низьких частот 5…35 Гц).

ДВЕЖ групи N можна застосовувати в місцях вібрації від механізмів на промислових об’єктах (10…55 Гц). ДВЕЖ групи V можна застосовувати в місцях сильної вібрації 10…150 Гц. Для груп L, N, V діапазоном амплітуд вібропереміщення є значення від 0,15 до 0,75 мм та діапазон амплітуд віброприскорення (для групи V) від 9,8 до 49 м/с² відповідно. До ДВЕЖ деяких типів встановлюють спеціальні вимоги, якщо частота впливу спвіпадіє з частотою механічного резонанса.

ДВЕЖ, які експлуатують в умовах механічних ударів, повинні бути витривалими до багаторазових ударів з піковим прискоренням до 1000 м/с² з тривалостями імпульсів до 50 мс.

ДВЕЖ, що зазнають одиночних механічних ударів, мають бути пристосовані до ударних імпульсів з тривалістю до 30 мс із піковим прискорення до 15000 м/с².

До ДВЕЖ висувають температурні вимоги і вимоги щодо вологості. ДВЕЖ групи В призначены для на роботи за умов температури до +50°C, та вологості до 95% для 30°C, але не допускають конденсацію вологи, їх застосовують у приміщеннях. ДВЕЖ групи Д допускають експлуатацію за умови від’ємних температур до -65°C та додатніх до +200°C з вологістю до 100% для 40°C, допускають конденсацію вологи. Вони пристосовані до зовнішнього застосування.

ДВЕЖ груп  Р₁ та Р₂ повинні працювати в діапазоні тиску від 66 до 106.7 кПа.

ДВЕЖ повинні бути стійкими до дії змінних частоти мережі або постійних магнітних полів з напруженністю до 160 А/м.

Джерела можуть зазнавати дії також специфічних зовнішніх чинників, вплив яких має бути врахований в процессі конструювання окремих груп ДВЕЖ.

 

Вимоги до надійності

 

Надійність ДВЕЖ характеризують такими показниками: безвідмовність, ремонтопридатність, довговічність, збережуваність.

Показниками безвідмовності ДВЕЖ є:

·          імовірність безвідмовної роботи за заданий час;

·          інтенсивність відмов;

·          параметр потоку відмов;

·          середній наробіток на відмову;

·          середній наробіток до відмови;

Значення імовірності безвідмовної роботи ДВЕЖ слід обирати із ряду: 0,999; 0,997; 0,996; 0,995; 0,994;0,993; 0,992; 0,99; 0,98; 0,97; 0,96; 0,95; 0,94; 0,93; 0,92; 0,90; 0,88; 0,87; 0,86; 0,85; 0,82; 0,80.

Час, за який визначають імовірність безвідмовної роботи, слід вибирати із ряду: 1000; 2000; 4000; 8000; 16000 год (можливе збільшення ряду кратне 8000 год).

Важливими є також дані щодо роботоздатності, терміну служби (від 6 до 30 років).

Умови, для яких нормують показники надійності, повинні вказуватись у ТУ на ДВЕЖ конкретних типів.

 

 

Вимоги безпеки:

 

ДВЕЖ повинні задовольняти вимогам безпеки експлуатації, що вказані далі,  відповідно до конкретного типу. Елементи ДВЕЖ, до яких прикладено напругу, повинні мати захист від випадкових доторкань під час експлуатації. Залежно від значення номінальної напруги кола та умов експлуатації, ізоляція ДВЕЖ повинна витримувати протягом 1 хв дію випробувальної напруги синусоїдальної форми частотою від 45 до 65 Гц.

Випробні напруги визначають відповідно до номінальної напруги кола U_ном (сталої, синусоїдальної, несинусоїдальної), виду ізоляції (робоча, подвійна або посилена), вологості – від 0,3_кВ до 10 кВ для напруг U_ном до 2800 В; 2,2U_ном +30 кВ для кіл з подвійною або посиленою ізоляцією з U_ном  понад 30 кВ сталої або синусоїдальної та понад 42 кВ для насинусоїдальної змінної або змішаної (пікове значення).

Для конкретних умов випробувань (нормальні, за умов верхнього значення робочих темпрератур, за умов верхнього значення відносної вологості робочих умов) встановлено мінімально допустимий електричний опір ізоляції кіл номінальною напругою понад 500_ В

 

,                                                                (1.14)

 

де R_із – опір ізоляції, МОм;

R – табличне значення опору, МОм за ДСТУ 2715 (від 1 МОм  до 1000 МОм), залежно від умов випробувань;

К – коефіцієнт, що дорівнює відношенню номінальної напруги кола до 500 В, залежно від умов випробувань.

Якщо металеві частини ДВЕЖ, що доступні доторканню, перебувають під напругою внаслідок пошкодження ізоляції, то вони повинні бути надійно уземлені. Для безпечної роботи, де необхідно виявити особливі заходи, на ДВЕЖ повинен бути нанесений знак „Обережно! Інші небезпеки”.

ДВЕЖ повинні мати захист від коротких замикань та перевантаження, а також мати пристрій, що сигналізує наявність вихідної напруги.

ДВЕЖ не повинні самозайматись і запалювати оточуючі об’єкти в пожежонебезпечному аварійному режимі, вказаному в технічних умовах.

 

Правила приймання:

 

ДВЕЖ підлягать приймально-здавальним, періодичним, типовим випробуванням і випробуванням на надійність.

Приймально-здавальні випробування проводять з метою перевірки відповідності ДВЕЖ  вимогам ТУ.

Періодичні випробування виконують з метою контролю стабільності якості ДВЕЖ і можливості продовження їх випуску.

Типові випробування проводять з метою оцінки доцільності та ефективності змін, які вносять в конструкцію ДВЕЖ, технологію, матеріали та напівфабрикати, що застосовано, та для перевірки відповідності ДВЕЖ  вимогам технічних умовах.

 

Методи випробувань:

 

Важливим фактором є організація випробовувань. Випробування це складний і відповідальний процес, тому розділ ДСТУ 2715 є дуже об’ємним.

Випробовування ДВЕЖ здійснюють, як правило, за нормальних умов із посиленням жорсткості режиму навантаження до максимального (номінального).

Випробовування виконують відповідною повіреною аппаратурою. Значення похибки приладів повинно бути допустимим, його вносять в документацію ДВЕЖ. Підчас випробовувань потрібно дотримуватись правил безпеки, особливо в умовах роботи з напругами вище за 1,0 кВ.

Перевірку конструкції здійснюють порівнянням показників виробу з даними в конструкторській документації. Враховують габарити, массу, загальний вигляд, приєднувальні та необхідні для встановлення розміри. Також здійснюють перевірку механізму регулювання вихідної напруги.

В процесі випробувань необхідно дотримуватись вимог безпеки відповідно до регламентованих документів.

Наведемо опис декількох випробувань:

Перевірка відхилення вихідної напруги δ[%]:

 

,                                                  (1.15)

 

де  - значення вихідної напруги, виміряне зразковим вольтметром з підімкненим повним навантаженням, В;

 - номінальне значення вихідної напруги, В.

Нестабільність за вихідною напругою ДВЕЖ, спричинену зміною напруги мережі живлення, визначають в режимі номінального струму навантаження, в межах відхилення вхідної напруги та в інтервалах часу, наведених в технічних умовах (ТУ). Навантажувальне коло та вимірювальну апатуру до ДВЕЖ стабілізованої напруги (струму) приєднують до вихідних затискачів, таким чином, щоб похибкою, яка при цьому виникає можна було знехтувати.

Далі вимірюють нестабільність за навантаженням із зміненням навантажувального струму в межах, наведених в ТУ.

Перевірка випадкових і періодичних відхилень напруги або струму здійснюють спочатку із мінімальною вхідною напругою, потім з максимальною. Резистор для контролю сили струму повинен бути безіндуктивного типу та мати практично незмінний опір на частотах від 20 Гц до 10 МГц. Повний опір резистора на частоті 10 МГц не повинен відрізнятись від повного опору на частоті 20_Гц більше ніж на 10% опору за постійним струмом.

Перевірку дрейфу здійснюють шляхом фіксації змінення стабілізованих вихідного струму та напруги за певний час, вказаний в ТУ, після того, як пристрій прогріється. Вимірювання реалізують за умов максимального навантаження та його відсутності. Перед випробовуванням, ДВЕЖ повинно працювати на менше 30 хв., якщо час саморозігрівання не вказаний в ТУ. Вимірювання параметрів, що характеризують дрейф проводять близько 8 годин із фіксаціями результату через інтервали часу не більші 30 хв. Під час вимірювань заборонено змінювати параметри ДВЕЖ, навантаження, вхідну напругу, вимірювальні прилади тощо.

Випробування ДВЕЖ на температурну нестабільність здійснюють збільшенням температури навколишнього середовища ступенями (10±2 ºС) від мінімальної до максимально допустимої, наведеної в ТУ, а потім навпаки з її фіксацією в межах 1 ºС, доки вихідний параметр не досягне температурної рівноваги.

Коефіцієнт температурної нестабільності на 1ºС визначають за формулою:

 

 ,                                                     (1.16)

 

де  і - відповідно значення стабілізованої вихідної напруги (струму) до початку зміни температури, та після встановлення температурної рівноваги на один ступінь, що відповідає ; коефіціент 0,1 враховує значення змінення температури навколишнього середовища.

Максимальні значення сили струму і напруги визначають від піка до піка за кривою вихідної напруги на осцилогафі середньоквадратичне дієве значення вихідної напруги визначають вольтметром.

Визначають максимальне значення викиду вихідного струму або напруги та часу їх відновлення – випробовування у перехідному режимі.

Окрему нестабільність напруги (струму) вимірюють як змінення стабілізованої вихідної напруги (струму), яку спричинює змінення одного з чинників впливу (механічний удар, магнітне поле, випромінення, тощо).

Загальну нестабільність напруги або струму визначають як максимальне змінення усталеного значення вихідного струму або напруги за умов одночасного змінення всіх збурювальних чинників.

Повний вихідний опір визначають як частку від ділення змінної складової напруги кола навантаження на змінну складову сили струму навантажувального кола:

 

.                                                              (1.17)

 

Тривалість безперервної роботи – час роботи за максимальних значень вхідної напруги та навантажувального струму, за яких відхилення вихідної напруги та струму не виходять за межі, допустимі ТУ на конкретне ДВЕЖ.

Рівень акустичних шумів ДВЕЖ в процесі роботи повинен бути нижчим більш ніж на 10 дБ за рівень загальних акустичних шумів у приміщенні.

Випробовування ДВЕЖ на дію механічних чинників виконують для визначення:

·          вібротривкості – з електричним навантажненням із перевіркою параметрів ДВЕЖ у робочому режимі;

·          віброміцності – без електричного навантаження;

·          ударної міцності без електричного навантаження;

На роботу ДВЕЖ можуть впливати постійні та змінні магнітні поля. Випробувальну напруженість магнітного поля (до 160 А/м) визначають як:

 

,                                                                (1.18)

 

де I – сила струму у випробувальній котушці, А;

w – кількість витків обмотки кожного кільця випробувальної котушки;

D – середній діаметр кільця, м.

ДВЕЖ та магнітне кільце розташовують так, щоб отримати максимальний вплив магнітного поля на вихідні параметри ДВЕЖ.

ДВЕЖ випробовують на надійність:

·          безвідмовність,

·          довговічність,

·          збережуваність.

Випробовування ДВЕЖ на відповідність вимогам безпеки – це перевірка електричної міцності та опору ізоляції. В тестах на електричну міцність ізоляції, випробну напругу підвищують плавно до значення напруги, що не перевищує номінальної вхідної напруги, протягом не більше 30_с. Електричний опір ізоляції визначають відношенням U_із – напруги, що не перевищує напругу підчас випробовування на електричну міцність ізоляції до струму спливу I_{cп із} через 1 хвилину після прикладання напруги:

 

.                                                               (1.19)

 

Також здійснюють випробування маркування джерел електроживлення на механічну стійкість, перевіряють його розміри, зонішній вигляд та розбірливость.

Здійснюють контроль якості упаковки на механічні чинники впливу, та габаритні розміри тощо.

Актуальними в сучасних умовах є випробовування на електромагнітну сумісність (ЕМС).

Окрім вимог, обумовлених ДСТУ 2715, наведемо деякі інші положення стосовно вимог до ДВЕЖ.

 

Економічні вимоги:

 

·                     низькі первинні затрати;

·                     низькі експлуатаційні затрати, зокрема невелика вартість однієї години роботи;

·                     забезпечення терміну окупності.

У 80 роки XX сторічча були встановлені вимоги до значень питомих показників потужності за масою та об’ємом за умови енергозабезпечення від мережі постійного струму та від мережі змінного струму  за умови застосування інтегральної технології на дискретних компонентах, які теперішнім часом можна сприймати лише в історичному аспекті.

 

 

В процесі розрахунку та конструюванні засобів електроживлення необхідно враховувати конкретні умови. Наприклад, для переносної апаратури найбільш важливим показником є маса, габаритні розміри та мала потужність втрат. Для таких умов можлива підвищена вартість та застосування коштовних матеріалів; термін роботи може бути зменшений.

Джерело електроживлення, що надходить на ринок повинне мати маркування, бути відповідно упакованим, повинні бути також обумовлені умови транспортування і зберігання, таким чином процес розробляння та виготовлення ДВЕЖ є творчим та відповідальним.

Виробник повинен гарантувати надійну роботу приладу протягом зазначеного терміну експлуатації.

З’ясуємо засади функціонування ДВЕЖ  на основі основних структурних схем.

 

 

1.4.   Основні (базові) структурні схеми джерел вторинного електроживлення

 

 

1.4.1.        ДВЕЖ за традиційною структурною схемею

 

 

Майже всі ДВЕЖ до кінця 70-тих, початку 80-тих років минулого сторічча виготовляли за традиційною схемою. В деяких випадках вона є актуальною і в теперішній час. Традиційну структурну схему ДВЕЖ  наведено на рис.1.5. На рис.1.6 наведено часові даіграми напруг: електричної мережі – u₁, на виході трансформатора (вході випрямляча) - u₂, виході випрямляча (вході згладжувального фільтра) – u₃, виході згладжувального фільтра (вході стабілізатора) – u₄, виході стабілізатора (на навантажувальному колі) – u₅.

 

Рис. 1.5 Електрична структурна схема традиційного ДВЕЖ

 

В складі традиційного ДВЕЖ чотири функціональні вузли:

·          ФВ 1 – трансформатор – TV;

·          ФВ 2 – випрямляч – В;

·          ФВ 3 – згладжувальний фільтр – ЗФ ;

·          ФВ 4 – стабілізатор – Стаб.

Трансформатор (ФВ1) – це електромагнітний статичний пристрій (без рухомих елементів), призначений для:

·          перетворення значення напруги (часові діаграми напруги на первинній обмотці трансформатора (мережа) u₁ та вторинній (вхід випрямляча) u₂); (рис.1.6а)

·          перетворення кількості фаз;

·          забезпечення  гальванічної розв’язки входу і виходу;

·          узгодження вихідного та вхідного імпедансів вхідного та вихідного кіл (для силових мережевих трансформаторів це не є актуальним, бо імпеданс електричної мережі значно менший за імпеданс навантажувального кола).

Випрямляч (ФВ2) – це функціональний вузол для перетворення змінної (різнополярної) напруги в сталу (однополярну) (часова діаграма напруги на виході випрямляча u₃ - за умови застосування згладжувального фільтра із індуктивним компонентом за випрямлячем.

Згладжувальний фільтр (ФВ3) – це функціональний вузол, призначений для послаблення змінної складової випрямленої напруги – забезпечення заданого коефіцієнта пульсацій .

Часова діаграма напруги на виході фільтра u₄ за умови застосування згладжувального фільтра із індуктивним компонентом за випрямлячем.(рис 1.6а).

Рис. 1.6 Часові діаграми ДВЕЖ традиційної структурної схеми: а – вхідна напруга стабільна;

б – вхідна напруга нестабільна

 

Стабілізатор (ФВ4) – це функціональний вузол, що забезпечує задану вихідну напругу із заданою нестабільністю, тобто „відпрацьовує” дестабілізувальні (збурювальні) фактори. Стабілізатор постійної напруги також виконує функцію згладжування пульсації.

Часову діаграму напруги на виході стабілізатора (навантажувальному колі) u₅  наведено на рис.1.6а за умови стабільної вхідної напруги.

Щоб краще пояснити сутність роботи стабілізатора (ФВ 4) на рис.1.6б наведено в іншому масштабі часові діаграми нестабільної напруги u₄ на вході стабілізатора із деякою пульсацією та стабілізовану u₅, де змінення постійної складової та пульсацій менші.

Позитивні властивості ДВЕЖ сформованого за традиційною схемою є:

·          високі якісні показники вихідної напруги U_вих, висока стабільність (низька нестабільність 0,1…0,001 %), та низький коефіцієнт пульсацій;

·          висока надійність роботи;

·          простота реалізації та низька вартість;

·          практично відсутність електромагнітних завад із застосуванням лінійного    стабілізатора

Проте ДВЕЖ за традиційною схемою має суттєві недоліки:

·          низькі питомі показники, які характеризують відношення значення вихідної потужності до об'єму – ; та маси – ;

·          порівняно низький ККД  η = 30..50 % (із застосуванням лінійного стабілізатора).

Із застосуванням ключових стабілізаторів питомі масогабаритні параметри зростають, але ключовий режим призводить до створення електромагнітних завад. Таким чином ДВЕЖ, які виконано за традиційною схемою нескладні, порівняно низької вартості, за наявності лінійного стабілізатора забезпечують високі якісні показники, не створюють електромагнітних завад високого рівня, однак мають дуже низькі питомі показники (;). Тому наприкінці  70-х років минулого сторічча постала потреба суттєвої мініатюризації ДВЕЖ.

 

 

1.4.2.        Засади мініатюризації ДВЕЖ

 

 

Для реалізації мініатюризації ДВЕЖ необхідно розв’язати п’ять задач:

·          структурної: полягає у синтезі структурної схеми, за якою можливе забезпечення вищих енергетичних та питомих масогабаритних показників;

·          енергетичної: полягає у суттєвому зниженні втрат в силовому колі ДВЕЖ, тобто у зростанні ККД;

·          конструкторсько-технологічної: полягає в розробці й застосуванні нової елементної бази та нових технологій конструкції;

·          системна: полягає в тому, що джерело та пристрій – навантажувальне коло слід проектувати одночасно (наприклад мобільні телефони та акумулятори до них);

·          організаційна: полягає у забезпеченні найбільш раціонального розв’зяку попередніх чотирьох задач.

Як іллюстрацію необхідності мініатюризації двеж наведемо приклад: для свого часу ефективні блоки електроживлення типу „Александрит” мають значення , сучасні блоки електроживлення персональних комп'ютерів мають орієнтовні значення  (ці значення не є граничними з урахуванням вдосконалення схемотехніки і технології, зокрема – конструкції та розташування вентилятора).

Звідси випливає, що технічне завдання щодо проектування ДВЕЖ слід розробляти на початковій стадії проектування комплексу PEA. В цілому раціональне проектування ДВЕЖ вимагає обгрунтованого вибору структурної схеми та функціональних вузлів, застосування спеціальної елементної бази.

Перші три задачі розв’язують, відповідно, таким чином:

·                     астосовану нову структурну схему ДВЕЖ, в якій вхідний мережевий трансформатор    (50 Гц) усунено, силові елементи працюють в ключовому режимі на значно вищій частоті ніж частота електричної  мережі.

·          меншено втрати внаслідок застосування ключового режиму роботи силових компонентів (↓Р_вт→η↑);  див. (1.11).

·          розроблено спеціальні високовольтні високочастотні транзистори; спеціалізовані мікросхеми, які виконують функції керування інвертором або стабілізатором (драйвери); діоди із малим часом рекомбінації та низьким значенням падіння прямої напруги за струму в кілька ампер або десятків ампер (наприклад, діоди Шоткі); конденсатори, що працюють на частотах 10...100 кГц й вище; високочастотні дроселі тощо  (див. п. 1.5).

 

 

1.4.3.        ДВЕЖ за сучасною структурною схемою

 

 

Як наведено више, в основі сучасної структурної схеми ДВЕЖ є застосування двох принципів:

·          перехід на підвищені частоти перетворення енергії;

·          ключовий режим роботи силового кола.

Сучасну структурну схем ДВЕЖ наведено на рис 1.7. На рис.1.8 наведено  часові діаграми напруг: електричної мережі – u₁, на виході випрямляча з фільтром (вході інвертора) - u₂, виході інвертора (вході випрямляча навантажувального кола) – u₃, виході випрямляча навантажувального кола (вході згладжувального фільтра навантажувального кола) – u₄, виході згладжувального фільтра навантажувального кола (на навантажувальному колі) – u₅.

З’ясуємо склад та принципи роботи ДВЕЖ за структурною схемою (рис. 1.7.):

·          ФВ 1 – протизавадовий фільтр – ПЗФ;

·          ФВ 2 – мережевий випрямляч – В1;

·          ФВ 3  – мережевий згладжувальний фільтр – ЗФ1;

·          ФВ 4 – інвертор – Інв.;

·          ФВ 5  – випрямляч навантажувального кола – В2;

·          ФВ 6 – згладжувальний фільтр навантажувального кола – ЗФ2;

·          ФВ 7 – стабілізатор – Стаб.

Навантажувальне коло – НК.

Рис. 1.7 Електрична структурна схема сучасного ДВЕЖ (шляхи поширення завад: → у провідному середовищі (кондуктивні);  – в навколишньому середовищі)

 

Першим функціональним вузлом ФВ1 є протизавадовий фільтр (ПЗФ). Його застосування обумовлене тим, що силові каскади ДВЕЖ внаслідок роботи в ключовому режимі утворюють, так звані, індустріальні електромагнітні завади, що ускладнює умови забезпечення електромагнітної сумісності (ЕМС) - ДЕВЖ з навантажувальним колом та електричною мережею. Засоби та заходи забезпечення ЕМС наведено в розділі 8,  що є принциповим недоліком цих ДВЕЖ.

Таким чином перший функціональний вузол традиційної структурної схеми - трансформатор, вилучено як один з найбільших за габаритами, отже мережева напруга u₁ надходить безпосередньо (вважатимемо, що ФВ 1 на проходження напруги мережі основної частоти (50_Гц, 60 Гц) не впливає) на мережевий випрямляч В1 – ФВ 2 із згладжувальним фільтром (ФВ З). Такі ДВЕЖ називають джерелами і безтрансформаторним входом.

З’ясуємо якого типу реактивний компонент фільтра слід застосовувати в цій ситуації, тобто такий, що здатен накопичувати електричну – конденсатор, або магнітну – дросель енергію.

Нагадаємо, що:

·          енергію електричного поля (накопичує та зберігає конденсатор) визначають значення ємності C та напруги U_C:

 

;                                                                             (1.20)

 

·           енергію магнітного поля (накопичує та зберігає дросель – індуктивний елемент) визначають значення індуктивності L та сили струму IL:

 

 

.                                                                               (1.21)

Рис. 1.8 Часові діаграми напруг для ДВЕЖ за сучасною структурною схемою за умови роботи інвертора: а – без функції стабілізатора; б – із стабілізацією

 

За умови, що випрямляч формує вихідну напругу із мережевої (наприклад із середньо квадратичним значенням 220 В) значення випрямленої зглаженої напруги орієнтовно сягає 310 В. Значення сили вхідного струму  – за великого значення напруги є малим. Таким чином, вхідним компонентом згладжувального фільтра має бути конденсатор (ФВ 3). Отже, часова діаграма u₂ (рис._1.8а) – напруга на виході випрямляча з ємнісним  фільтром; форма напруги близька до “пилкоподібної”, далі вважаємо її  незмінною (кПЛ ≈ 2...5 %) із значенням U_сер ≈ 310 В, з якої треба сформувати інші, наприклад, 3 В, 5 В, 12 В, тощо. Це вимагає перетворення постійної напруги в змінну.

Цю функцію реалізує – інвертор (ФВ 4) - функціональний вузол, який складено із силового ключа (або кількох ключів) і трансформатора. Інвертор є основним функціональним вузлом ДВЕЖ за сучасною схемою, він забезпечує:

·        перетворення сталої напруги в змінну  ;

·        гальванічний розв'язок входу і виходу ДВЕЖ за відповідного керування

·        стабілізацію.

Основні властивості інвертора ДВЕЖ:

·     функціонування на частотах перетворення  енергії 20...100 кГц і вище (залежно від технічного завдання та застосування елементної бази), що призводить до зменшення маси і розмірів реактивних елементів;

·        ключовий режим роботи силового каскаду, за якого  втрати потужності зменшено і підвищено ККД, а це, в свою чергу, також призводить до підвищення питомих масо-габаритних показників;

·        можливість забезпечення стабілізації вихідного параметра.

 

Часова діаграма напруги на виході інвертора - u₃. Інвертор також може виконувати функцію стабілізатора, якщо він працюватиме з паузою на нулі – часова діаграма u₃ на рис 1.8б.

Наступним функціональним вузлом є випрямляч високої частоти (ФВ 5) – часова діаграма u₄. Це вентильний напівпровідниковий перетворювач електроенергії, який здійснює випрямляння змінної напруги (перетворення різнополярної напруги в однополярну), наступний функціональний вузол – згладжувальний фільтр (ФВ6), графік напруги на виході якого – u_5.

 

Параметри цієї напруги залежать від значення напруги на вході інвертора тому за умови, якщо реалізувати функцію стабілізації необхідно змінювати його тривалість.Для полегшення пояснення ефекту стабілізації – форма напруги u₃  й відповідно u₄  - прямокутна. Якщо напруга на вході збільшується U_вх> U_ном, то імпульс стає вужче, а якщо напруга зменшується, то U_вх< U_ном імпульс стає ширшим (часові діаграми u₃ та u₄ на рис 1.8б). Таким чином зміненням співвідношення інтервалів замкнутого та розімкнутого станів ключа можливо забезпечити майже незмінне значення вихідної напруги, за умов впливу дестабілізувальних факторів, тобто забезпечити режим стабілізації.

 

Середнє значення напруги з паузою на нулі дорівнює

,                                                   (1.22)

де - інтервал замкнутого стану ключа;

      – коефіціент заповнення (величина обернена до шпаруватості).

 

Забезпечення стабілізації зміненням  можливе в таких режимах:

·          T = const, τ = var → це режим широтно-імпульсної модуляції (ШІМ);

·          T = var, τ = const → це режим частотно-імпульсної модуляції (ЧІМ);

·                     Т, τ = var → це релейний або двопозиційний режим;

де τ – тривалість одного зі станів ключа: замкнено або розімкнено;

Т – період сигналу.

 

Поряд з перевагами в сенсі зменшення втрат в силовому колі (тобто підвищення ККД) ключовий режим призводить до генерації спектральних складників напруги та струму, які можуть сприйматись як завади іншими радіо- та електронними засобами рис.1.9. Обвідну спектральних S(t) цих складників завад можна надати як логарифмічно-частотну характеристику. Якісний характер ціеї залежності наведено на рис.1.9в.

Рис. 1.9 До визначення спектральних складників прямокутних імпульсів: а – послідовність прямокутних імпульсів; б – послідовність трапециїдальних імпульсів (τ_ф = 0,1τ _і); в – обвідна спектру імпульса.

 

Частота заломлення обвідної спектра прямокутних імпульсів:

,                                                                     (1.23)

 

де τ _і – тривалість імпульсу.

Частота другого заломлення трапеціїдальних імпульсів:

 

,                                                                     (1.24)

де τ_ф – тривалість фронту (спаду).

 

Таким чином за умови ідеального прямокутного сигналу маємо згасання обвідної спектру 20дБ/дек. За умови трапеціїдального сигналу маємо згасання обвідної спектру 40дБ/дек.

Цей фактор є важливим стосовно обґрунтування пріорітету EМC або ККД.

Стабілізатор (ФВ 7) – виконує функцію стабілізації напруги, однак його можна не застосовувати,  якщо цю функцію виконує інвертор (ФВ4) та джерело є одноканальним; якщо ДВЕЖ є багатоканальним, інвертор стабілізує напругу найбільш потужного виходу, а інші виходи за умов більш жорстких вимог до нестабільності, повинні мати додаткові стабілізатори; це можуть бути лінійні стабілізатори, в полегшеному режимі роботи внаслідок стабілізації інвертором вхідної напруги.

Формування ДВЕЖ за схемою з безтрансформаторним входом,   внаслідок усунення низькочастотного силового трансформатора, реалізації роботи силових каскадів в ключовомурежимі на підвищених частотах, забезпечує ККД на рівні 85...95 % та питомі показники за масою та об'ємом до 100...500 й вище (Вт/кг,Вт/дм³), відповідно.

Таким чином позитивні властивості ДВЕЖ за сучасної структурної схеми:   

·          розв'язано проблему мініатюризації застосуванням функціональних вузлів, які     працюють на частотах, значно більших за частоту електромережі;

·          зменшено енергетичні втрати внаслідок роботи силових елементів у ключовому    режимі, що забезпечує високий ККД ;

·          є можливість забезпечення стабілізації вихідного параметра;

·          досягнуто високі значення питомих масогабаритних показників.

 Негативними властивостями джерел за сучасною схемою є:

·          складна схема, більша кількість елементів;

·          більша ціна;

·          та головне – вони є джерелами електромагнітних завад.

Стисло охарактеризуємо третю конструктивно-технологічну задачу  проблеми мініатюризації ДВЕЖ.

 

 

 

1.5.          Вимоги до елементної бази (компонентів) сучасних джерел вторинного електроживлення

 

 

Як зазначено в підрозділі 1.4.2 стосовно проблеми мініатюризації джерела електроживлення, однією з задач – є задача конструкторсько-технологічна, тобто пов’язана з необхідністю розробляння нової елементної бази для засобів електроживлення відповідно до вимог сучасної структурної схеми.

 

Діоди та вентилі.

В сучасних ДВЕЖ діоди та вентилі є для випрямлячів двох груп:

·           випрямлячі напруги електричної мережі, або після трансформатора традиційного ДВЕЖ;

·           випрямлячі, які встановлені після інвертора (напруга високої частоти майже прямокутної форми).

 До діодів випрямлячів першої групи вимоги також “традиційні”: значення максимально допустимої сили  середнього прямого струму, пікового прямого струму, зворотньої напруги, робочої частоти, часу відновлення, потужності розсіювання тощо. Для підвищення ефективності випрямлячів ці елементи виконують як мікросхеми або у збірці. Для випрямлення великої напруги  застосовують, так звані, випрямні стовпи.

До діодів другої групи є специфічні, окрім зазначених вище, вимоги:

·          малий час відновлення в імпульсному режимі;

·          низьке значення падіння прямої напруги за високого значення прямого струму.

Окрім діодів для випрямлячів в стабілізаторах застосовують: стабілітрони (діоди Зенера – Zener diode), стабістори. Для захисту від пошкоджень у результаті перенавантажень внаслідок комутацій швидких перехідних процесів природних явищ, тощо спеціально розроблено твердотільні TVS-діоди (Transient Voltage Suppressors), які фіксують заданий рівень напруги на пристрої.

Окремо відзначимо діоди Шотки (Schottky Barrier Diodes), які застосовують у сучасних ДВЕЖ. До надшвидких типів можна віднести FRED-діоди (Fast Recovery Epitaxial Diode). Ці діоди можна паралельно з’єднувати з транзисторами, що швидко перемикаються. FRED–діоди застосовують як випрямні діоди, якщо частота перемикання вища декількох кілогерц та напруга більше  200 В, бо діоди Шоткі для цих значень напруги обрати важко. FRED-діоди широко застосовують в імпульсних джерелах електроживлення, що працюють із ШІМ контролерами.

Прикладом застосування Power Flex технології є схеми з тиристорами SGCT (Symmetrical Gate Commutated Thyristor). SGCT мають низькі втрати в процесі перемикання та проходженні струмів високої робочої частоти.

 

Транзистори.

В джерелах електроживлення режим роботи силових транзисторів  ключовий, який характеризують тривалістю перемикання та параметри квазіусталених режимів (насичення та відсікання). Транзистори мають забезпечувати такі параметри:

·          мінімальні втрати у ввімкненому стані;

·          мінімальні динамічні втрати, які визначають тривалість зростання струму у режимі ввімкнення та тривалість спаду струму в режимі вимкнення;

·          малий час розсмоктування для забезпечення достатньої швидкодії;

·          максимальне значення коефіцієнта підсилення, що дозволяє мінімізувати кількість каскадів;

·          максимальне значення коефіцієнта передачі струму транзистора у ключовому режимі.

Біполярні транзистори мають недостатнє значення вхідного опіру, внаслідок чого є необхідним струм керування. Цього недоліку не має у польових (уніполярних) транзисторах, але вони мають більше ніж у біполярних падіння напруги в стані насичення.

У сучасних імпульсних вузлах застосовують транзистори з інтегральними антинасичувальними  елементами. Прикладом є прилади IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistors), розроблені за технологією NPT (Non Punch-Through) та розраховані на робочі напруги 600 та 1200 В. Це повністю керовані напівпровідникові прилади, що дозволяють істотно поліпшити динамічні характеристики і зменшити втрати перемикання та в стані насичення.

 

Конденсатори.

Конденсатори також можна поділити на дві групи, які застосовують у вузлах:

·          низької частоти (електричної мережі);

·          значно вищих частот (інверторів, ключових стабілізаторів, тощо).

  Надійну роботу конденсаторів забезпечують вибором допустимих для них електричного та теплового режимів. Основними факторами є загальний перегрів конденсатора внаслідок тепловиділення в діелектричних та металічних частинах; локальний перегрів внаслідок нагріву. Сучасні конденсатори повинні мати вищі значення питомої ємності на одиницю об’єму та забезпечувати такі параметри.

Конденсатори встановлені  за випрямлячем напруги мережи живлення:

·          ємність десятки, сотні мікрофарад;

·          високу роботу напруг (сотні вольт);

Конденсатори встановлені за інвертором:

·          виконувати функції елементів фільтрів на частотах пульсацій до декількох сотен кілогерц, мегагерц та в імпульсному режимі;

·          повинні мати значення резонансної частоти як можна більшою (керамічні, плівкові тощо) та тангенс кута діелектричних втрат на частоті 1 МГц не більше .

Всі конденсатори повинні мати за відповідних робочої напруги та ємності мінімальні розміри. Конденсатори другої групи також повинні виконувати свої функції за умов високої робочої частоти, тобто мати малі втрати. З метою розширення смуги робочих частот паралельно з оксидним (електролітичним) конденсатором під’єднують високочастотні (плівкові, керамічні тощо) конденсатори.

 

 

Трансформатори.

У джерелах електроживлення для забезпечення змінення рівня напруги і гальванічної розв'язки застосовують трансформатори напруги. У функціональних вузлах захисту застосовують трансформатори струму, що є датчиками сили струму у захищених колах.

 Основна особливість трансформаторів інверторів – висока робоча частота f, за якою для певної потужності P трансформатора типорозмір, що визначає добуток перерізу магнітопроводу та площини вікна S_мп S_вік ≡ P/f, суттєво зменшено. Проте із зростанням частоти зростають втрати в магнітопроводі, тому треба застосовувати не трансформаторну сталь, а спеціальні сплави (пермалой), або останнім часом – ферит. Недоліком феритів є менше значення робочої магнітної індукції (0,2…0,4 Тл) порівняно із трансформаторною сталлю (1,3…1,6 Тл).

Ще одна особливість трансформаторів для зворотних перетворювачів (fly-back) – окрім звичайної функції (змінення значення напруги) – накопичення енергії на такті замкнутого стану транзистора, тобто також реалізація функції дроселя із відповідним значенням індуктивності L.

 

Індуктивні елементи - дроселі.

Дроселі в сучасних ДВЕЖ застосовують для забезпечення  необхідного значення коефіцієнта згладжування (в згладжувальних фільтрах), а також як компоненти мережевих протизавадових та захисних фільтрів.

Високе значення магнітної проникності (десятки тисяч) в широкій смузі частот (десятки, сотні мегагерц) мають дроселі із магнітопроводом із спеціальних сплавів, так звані – Finemet, виготовлених на основі нанотехнологій. Для забезпечення високої ефективності дроселів для притлумлення високочастотних завад, які поширюються несиметричним шляхом, на осерді виконують дві обмотки для кожного мережевого проводу та під’єднують у фазі (common-mode).

На частоті змінного струму до 5 кГц дроселі згладжувальних фільтрів звичайно виконують з магнітопроводом з трансформаторної сталі (наприклад, типу 3423 завтовшки 0,08 мм). На частоті змінного струму більше 20 кГц дроселі виконують на Ш-подібних (броньових), стрижньових і кільцевих магнітопроводах з фериту, пермалою, альсиферу.

 

Варистори.

Варистори є нелінійними резистивними елементами, опір яких змінюється залежно від прикладеної напруги. Вони мають симетричну вольтамперну характеристику (ВАХ), схожу на характеристику симетричного стабілітрона. Час реакції металооксидних варисторів складає не більше 25 нс (для виконання SMD (поверхневого монтажу) технології близько одиниці наносекунд). Варистори повинні мати такі параметри:

·          швидку реакцію на перенапругу, що запобігає сплескам напруги;

·          широкий діапазон градацій напруг;

·          великі допустимі струми перевантаження  сотні, тисячі ампер;

·          енергію розсіювання – одиниці, десятки джоулів.

 

Мікросхеми.

Для засобів вторинного електроживлення, виконаних за сучасною структурною схемою, виникла нагальна потреба впровадити спеціалізовані мікросхеми керування (dirivers) інверторами, ключовими (імпульсними) стабілізаторами захисту, допоміжного обслуговування тощо. Деякі виконують функції керування та силового кола (наприклад серія TOPSwitch). Їх вважають великими інтегральними схемами (BIC). З метою керування електромеханічними та іншими силовими вузлами застосовують, так звані, “інтелектуальні BIC”.

Вдосконалюють також  інтегральні схеми лінійних стабілізаторів із фіксованим або змінюваним значенням вихідної напруги К142ЕН1(2),… К142ЕН20, μА7805(+5 В) і μA7912(-12 В) тощо.

Для імпульсних джерел електроживлення існують спеціальні мікросхеми: потужні імпульсні стабілізатори, AC-DC та DC-AC конвертори, однотактні та двотактні ШІМ – контролери, коректори коефіцієнта потужності, PFC – Power Factor Corrector перетворювачі тощо. Застосування технології поверхневого монтажу та сучасних матеріалів площадок (товстих плівок, керамічних гібридних матеріалів, ізольованих металічних площадок IMS), новітніх феритових матеріалів, що працюють на високих частотах, застосування IMS МОП-транзисторів – MOSFET (Metal-Oxіde-Semіconductor Fіeld Effect Transіstor) технології дозволяють збільшити показники стабілізації, питому потужність та надійність роботи.

Так для формування економічних та компактних схем керування малопотужними двигунами постійного струму застосовують мікросхеми типу IR3220 (International Rectifier) на основі драйверів (інтелектуальних ключів) керування ШІМ. Вони забезпечують високу надійність роботи внаслідок застосування елементів захисту.

Інтегральні стабілізатори на основі двухступінчатої схеми електроживлення та застосуванням регулювального елемента LDO (Low Drop Out), мають мале (менше 1 В) падіння напруги на регулювальному транзисторі. Нові комбіновані технології BiMOS (Bipolar Metal-Oxide-Semiconductor) дають можливість понизити вхідні та вихідні напруги стабілізаторів до 0,5...1,5 В за низького опору каналу, що необхідно для лінійних джерел  електроживлення. Інтеграція елементів дискретного керування параметрами (технологія Power Flex), незалежної пам'яті і двонапрямлених послідовних інтерфейсів у стабілізаторах напруги значно розширює їх функціональні можливості та дозволяє реалізувати переналаштовувальні, інтелектуальні системи живлення для мобільних і стаціонарних пристроїв.

 

Протизавадові фільтри.

Протизавадові фільтри застосовують для фільтрації паразитних сигналів та притлумлення електромагнітних завад (більш докладно див. розділ 8). Ці фільтри в колах електроживлення забезпечують значення згасання 45...50 дБ на частотах десятки, сотні кілогерц, десятки мегагерц і 60...70 дБ на частотах 10 ГГц; за вимоги захисту від несанкціонованого доступу смуга частот може сягати від 10 кГц до 40 ГГц, згасання – 100 дБ.

 

1.6.   Стисла історична довідка

Засоби електроживлення - традиційна область електротехніки, яка має свою історію.

1791р. – Л. Гальвані опоблікував “Трактат щодо сил електрики стосовно руху м’язів”.

1800р. – А. Вольта винайшов перше хімічне джерело електроживлення – “вольтів стовп”, яке було складено з 20 пар мідних (срібних) і цинкових дисків, що були розділені сукняними (картонними) дисками, змоченими сольоною водою (в 1798р. А. Вольта запропонував назву “гальванічний елемент“ в пам’ять  Луіджи Гальвані).

1836р. – Дж. Ф. Даніель створив мідно-цинковий елемент – “елемент Даніеля“.

1839р. – Г. Р. Планте винайшов свинцевий акумулятор.

1859р. – розроблено кислотний аккумулятор для широкого застосування.

1867р. – Ж. Лекланше вдосконалив гальванічний елемент і створив “сухі елементи Лекланше”, які придатні для практичного застосування.

1873р. – виготовлення електричних машин з ротором, що обертається. Сформульвано поняття змінного струму, яке П.Н. Яблочков вперше застосував для освітлення приміщень.

1876р. – П.М. Яблочков винайшов трансформатор.

1881р. – Е. Г. Варбург відкрив явище гістерезиса в магнітних полях.

1888р. – М.О. Доліво-Добровольський розробив з’єднання навантаження в трьохфазній системі за схемою “зірка” та “трикутник”.

1901р. – В. Ф. Міткевич запропонував схему трифазного випрямляча із середнім виводом від вторинних обмоток трансформатора (схема Міткевича).

1904р. – Дж. А. Флемінг розробив двохелектродну вакуумну лампу (діод) з односторонньою провідністю.

1908р. – Юітт створив низьковольтний ртутний випрямляч.

1914р. – Н. Д. Папалексі застосував для регулювання напруги найпростіший магнітний підсилювач – дросель насичення.

1921р. – В. П. Вологдин розробив каскадну схему випрямлення, відому як схема Вологдина, (патент 1924 р.).

1923р. – А. Н. Ларіонов запропонував мостову трифазну схему випрямлення (схема Ларіонова).

1926р. – Л. Грондаль створив перший випрямляч з запірним шаром на межі розподілу міді з оксидом міді (CuO) - випрямляч змінного струму.

1927р. – Л. Грондаль розробляє перші напівпровідникові діоди для практичного застосування.

У 40-х роках розроблено нові перспективні типи діодів (германієві та кремнієві), які отримали  широке  застосування  в  сьогоденні. 

1956р. – створено силові діоди для роботи зі струмом 100А та напругою U_доп = 400В.

1958р. – розпочато виробництво керованих кремнієвих вентилів – тиристорів.

В 60-х роках почали застосовувати імпульсні (ключові) стабілізатори та джерела живлення для роботи на високих частотах (20 кГц і більше), які мають вищі питомі масогабаритні показники і ККД.

1961р. – початок розвитку силових напівпровідникових приладів - створено перший керований тиристор GTO (Gate Turn-Off ) малої потужності.

1965р. – створено силові діоди для роботи зі струмом 1000 А та напругою U_доп = 4000 В.

1970 р. – створено біполярний транзистор BJT (Bipolar Junction Transistor) з параметрами 550_В і 20 А.

1971р. – розпочато виробництво універсальних тиристорних випрямлячів.

1975 р. – створено транзистор BJT на 300 V і 400 А.

1978 р. – створено транзистор MOSFET  (metal-oxide-silicon field-effect transistor - польовий транзистор із структурою метал - оксид - напівпровідник) на напругу 100V і струм 25 A.

1982 р. – фірмами Hіtachі, Mіtsubіshі і Toshіba розроблено тиристор GTO  2500V i 1000A

1983р. – вдосконалено транзистор IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).

Теперішнім часом транзистори IGBT, тиристори GTO та їх різновиди з вбудованими колами керування GCT/ІGCT(Gate Control Thyrіstor/Іntergated Gate Control Thyrіstor) та інші постійно вдосконалюють.

2002 р. – розроблено тиристори ETO (Emiter Turn-Off ).

Відомі світові фірми почали масовий випуск компонентів, які за властивостями наближені до ідеальних. З’явились спеціальні імпульсні діоди з малим часом зворотнього відновлення, керовані напівпровідникові ключі, силові напівпровідникові модулі. Застосовують як елементи захисту варістори й перспективні діоди TRANSIL (виробник – фірма SGS-Thomson microelectronics). Фірма “Элеконд” пропонує перспективний тип конденсаторів для ДВЕЖ К50-77.

Прогрес технічних засобів є безперервним: знижено вартість, зменшено розміри та масу, підвищено надійність, покращено енергетичні та якісні показники.

Велику увагу приділяють подальшій мініатюризації джерел живлення. Енергія, яку отримують від мережі промислової частоти, трансформуюють напівпровідникові перетворювачі на підвищені частоти - сотні кілогерц, одиниці мегагерц й вище. За умов застосування такого методу конструювання ДВЕЖ, трансформація та наступна фільтрація напруги відбувається на підвищеній частоті, що суттєво зменшує масу і габаритні розміри трансформаторів і фільтрів. Ключовий режим роботи значно зменшує втрати, а тому і габаритні розміри; підвищує ККД. Очікують появу перших комерційних приладів великої потужності і середньої напруги на основі карбіду кремнія – SiC.

Економічні малогабаритні ключові стабілізатори (імпульсні) замінюють стабілізатори неперервної дії.

Але перетворювачі напруги та ключові стабілізатори створюють високочастотні завади, які вносять спотворення в роботу апаратури. Тому виникла гостра і невідкладна проблема забезпечення електромагнітної сумісності імпульсних ДВЕЖ з радіоелектронною апаратурою та електричною мережею. Тому розробляють спеціальні мережеві протизавадові фільтри та застосовують інші засоби.

 

1.7.   Висновки

 

1.        Електроживлення – це наука, початок якої – є фундаментом розвитку та застосування електричних та радіоелектронних засобів, але й тепер вона у стані інтенсивного розвитку.

2.        Для нормального функціонування будь-якої радіоелектронної апаратури необхідні джерела електроенергії, до яких  висувають відповідні вимоги: задані значення напруги та потужності, нестабільності, забезпечення ЕМС з навантажувальним колом та електричною мережею, низького вихідного імпедансу, низької ціни, тощо.

3.        Всі  джерела електроживлення поділяють на первинні та вторинні:

·          первинні джерела електроживлення – перетворюють різні види енергії в електричну (атомні, теплові, гідроелектростанції, хімічні джерела струму тощо);

·          вторинні джерела електроживлення – перетворюють параметри електроенергії, частоту, кількість фаз, значення напруги, тощо отриманої від первинних джерел.

4.        Найбільш узагальненою моделлю ДВЕЖ є генератор ЕРС із внутрішнім вихідним опором (імпедансом).

5.        ДВЕЖ призначені для забезпечення електроенергією конкретного навантажувального кола із заданими параметрами та є перетворювачами параметрів електроенергії.

6.        ДВЕЖ проектують та виготовляють відповідно до визначених технічних умов.

7.        ДВЕЖ зазвичай складають на основі двох основних типів структурних схем: традиційної та сучасної.

8.        Основні функціональні вузли традиційного ДВЕЖ: силовий трансформатор, випрямляч, згладжувальний фільтр, неперервний стабілізатор напруги.

9.        Позитивні властивості ДВЕЖ, сформованого за традиційною схемою такі:

·          високі якісні показники вихідної напруги U_вих, висока стабільність (низька нестабільність) та низький коефіцієнт пульсацій;

·          висока надійність роботи;

·          простота реалізації та низька вартість;

·          із застосуванням лінійного стабілізатора практично не створює електромагнітних завад.

10.   Негативними властивостями ДВЕЖ за традиційною схемою є:

·          низькі питомі показники – ; та маси – ;

·          порівняно низький ККД η = 30..50 % (із застосуванням лінійного стабілізатора).

11.   Проблема мініатюризації засобів електроживлення потребує розв'язку структурної, енергетичної, конструкторсько-технологічної, системної та організаційної задач.

12.   Структурна задача полягає у заміні традиційної структурної схеми новою, за якою можливе забезпечення вищих енергетичних та питомих масогабаритних показників.

13.   Енергетична задача полягає у суттєвому зниженні втрат в колі ДВЕЖ, тобто у зростанні ККД.

14.   Конструкторсько-технологічна задача полягає в розробленні й застосуванні нової елементної бази та нових принципів конструювання.

15.   Основні функціональні вузли сучасного ДВЕЖ: протизавадовий фільтр, мережевий випрямляч та згладжувальний фільтр, інвертор, випрямляч та згладжувальний фільтр навантажувального кола.

16.   Позитивні властивості ДВЕЖ, сформованого за сучасною структурною схемою такі:

·          розв'язано проблему мініатюризації застосуванням функціональних вузлів, які працюють на частотах, значно більших за частоту електромережі;

·           зменшено енергетичні втрати внаслідок роботи силових елементів у ключовому режимі;

·          є можливість забезпечення стабілізації вихідного параметра;

·          забезпечено високий ККД   η = 85...95%;

·          досягнуто високі значення питомих масогабаритних показників.

17.   Негативними властивостями ДВЕЖ  за сучасною структурною схемою є:

·          складна схема, більша кількість елементів;

·          більша ціна;

·          та головне – вони є джерелами електромагнітних завад.

18.   За умови ідеальної прямокутної форми напруни інвертора маємо згасання обвідної спектру 20дБ/дек (пріорітет ККД). За умови трапеціїдального сигналу маємо згасання обвідної спектру 40дБ/дек (пріоритет EМC).

19.   Важливим фактором в розробленні нових джерел живлення є дотримання відповідних вимог, пов’язаних з розв’язанням конструкторсько-технологічної задачі, тобто удосконалення елементної бази.

20.   Історія засобів електроживлення – фундамент в  історії розвитку електротехніки, являє великий інтерес для всіх, хто працює за фахом: радіо, електричні пристрої, тощо.

 

 

 

1.8.   Контрольні питання та завдання

 

1.        Охарактеризуйте призначення та основні характеристики джерел електроживлення.

2.        За якими ознаками засоби електроживлення поділяють на первинні та вторинні?

3.        Сформулюйте поняття: засоби електроживлення, системи та джерела вторинного   електроживлення, функціональні вузли засобів електроживлення.

4.        Охарактеризуйте основні збурювальні (дестабілізувальні) чинники, які впливають на функціонування джерел елетроживлення.

5.        Поясніть сутність понять “окрема нестабільність”, “загальна нестабільність”.

6.        Поясніть сутність статичних та динамічних нестабільностей (збурень).

7.        Поясніть сутність складність еквівалентну схему узагальненого джерела електроживлення та наведіть навантажувальну характеристику.

8.        Доведіть вплив значення внутрішнього опору джерела електроживлення на характер навантажувальної характеристики та нестабільність за навантаженням.

9.        Визначте поняття окремої та загальної нестабільності.

10.   Визначте поняття коофіцієнта пульсацій та коофіцієнти зглажування. В чому їх принципова відмінність?

11.   Поясніть сутність питомих показників за масою та об`ємом джерела електроживлення.

12.   Стисло охарактеризуйте призначення та склад ДСТУ - 2715 "Джерела вторинного електроживлення. Загальні технічні умови".

13.   Охарактеризуйте, які технічні вимоги ставляться до конструктивних та електричних параметрів ДВЕЖ (ДСТУ 2715).

14.   Які технічні вимоги ставлять до ДВЕЖ стосовно стійкості проти зовнішніх   чинників?

15.   Які технічні вимоги ставлять до ДВЕЖ стосовно надійності та безпеки?

16.   Охарактеризуйте правила приймання ДВЕЖ.

17.   Охарактеризуйте методи випробування ДВЕЖ.

18.   Охарактеризуйте економічні вимоги до ДВЕЖ.

19.   Охарактеризуйте ДВЕЖ за традиційною структурною схемою та складіть діаграми напруги.

20.   Визначте проблему мініатюрізації.

21.   Охарактеризуйте ДВЕЖ за сучасною структурною схемою, та складіть часові діаграми.

22.   Обгрунтуйте можливість забезпечення стабілізації напруги інвертором.

23.   Поясніть природу та характер завад, які формують ДВЕЖ із силовими колами ключового типу.

24.   Охарактеризуйте вимоги до сучасних ДВЕЖ , діодів та вентилів.

25.   Охарактеризуйте вимоги до транзисторів.

26.   Охарактеризуйте вимоги до конденсаторів.

27.   Охарактеризуйте вимоги до трансформаторів та дроселів.

28.   Охарактеризуйте вимоги до варисторів.

29.   Охарактеризуйте вимоги до мікросхем.

30.   Охарактеризуйте основні етапи розвитку джерел електроживлення радіо-електронної апаратури.

 

 

 

 

1.9.   Задачі для самоконтролю

 

Задача № 1.1

 

Дано:

 На вхід підсилювача низької частоти подано сигнал Р_{вх підс} = 10 мВт, коефіцієнт підсилення за потужністю 30 дБ, ККД підсилювача 50 %, джерела електроживлення 80 %.

 

Визначити: потужність на вході джерела електроживлення  підсилювача.

 

Стратегія: коєфіцієнт підсилення в децибелах, визначають за формулою:

 .

 тоді К_підс  – коефіцієнт підсилення підсилювача

.

Потужність на виході підсилювача:

.

Потужність на вході ДВЕЖ дорівнює:

,

де Р_{вих ДВЕЖ} – потужність на виході ДВЕЖ

.

.

Розв'язок:                                                    Вт.

Відповідь: 25 Вт.

 

Задача № 1.2

 

Дано:

 На вхід підсилювача низької частоти подано сигнал Р_{вх підс} = 1,5 мВт, потужність на вході джерела електроживлення підсилювача Р_{вх ДВЕЖ} =500Вт, ККД підсилювача 40 %, джерела електроживлення  75 %.

 

Визначити: коефіцієнт підсилення за потужністю в децибелах та відносних одиницях

 

Відповідь:

1) 30дБ -  1000;

2) 40дБ - 10000;

3) 50дБ – 100000.

 

 

Задача № 1.3

 

Дано:

 На вхід підсилювача низької частоти подано сигнал U_{вх підс} = 100 мВ, опір гучномовця  R=8Ом, коефіцієнт  підсилення за напругою 40 дБ, ККД підсилювача 75 %, джерела електроживлення 50 %.

 

Визначити: потужність  на вході джерела електроживлення даного підсилювача.

 

Стратегія: Коєфіцієнт підсилення за напругою, визначають за формулою

,

.

 

Потужність на вході ДВЕЖ дорівнює:

,

 

Р_{вих ДВЕЖ} – потужність на виході ДВЕЖ.

.

 

Потужність на виході підсилювача

.

 

 

Розв'язок:                                               ,

,

.

 

Відповідь:  33 Вт.

 

 

Задача № 1.4

 

Дано:

На вхід підсилювача низької частоти подано сигнал U_{вх підс} = 10 мВ, коефіцієнт підсилення за напругою 60 дБ, ККД підсилювача 60 %, джерела електроживлення 90 %, внутрішній опір R_вн=4Ом.

 

Визначити: напругу на вході джерела електроживлення даного підсилювача.

 

Відповідь:1) 55 Вт.

2) 46 Вт.

3) 39 Вт.

 

Задача № 1.5

 

Дано:

Узагальнена еквівалентна схема джерела електроживлення із номінальними значеннями напруги  навантажувального кола  = 5 В, сили струму = 2 А та внутрішнім опором

R_вн = 0,1 Ом.

 

Визначити:1) електрорушійну силу джерела;

2) струм короткого замикання;

3) накреслити зовнішню характеристику.

 

Стратегія:  електрорушійну силу  визначають за формулою:

 

 

 

Рисунок  - узагальнена схема джерела електроживлення із навантажувальним колом

Струм короткого замикання визначають за умови = 0 В:

За визначеними параметрами Е та І_к.з. накреслимо графік навантажувальної характеристики U_н_=_f(I_н), якою є в даній ситуації пряма лінія

/

 

Розв'язок:                                                    В,

 А.

Накреслимо пряму лінію за точками: 5,2 В за I_н = 0 А та = 52 А за

U_ном = 0 В:

 

Відповідь: Е=_5,2 В ,А.

 

Задача № 1.6

 

Дано:

Узагальнена еквівалентна схема джерела електроживлення із електрорушійною силою Е_=_24,25 В, номінальним значенням напруги навантаження = 24 В та внутрішнім опором R_вн_=_1_Ом.

 

Визначити: 1) номінальне значення сили струму у навантажувальному колі;

2) силу струму короткого замикання;

3) накреслити зовнішню характеристику.

 

Відповідь:1) = 0,25 А ,А;

2) = 1,25 А ,А;

3) = 0,75 А ,А.

 

Задача № 1.7

 

Дано:

Узагальнена еквівалентна схема джерела електроживлення із електрорушійною силою Е_=_12,2 В,  номінальним значенням струму  =1 А та внутрішнім опором R_вн = 0,2 Ом.

 

Визначити: 1) номінальне значенням напруги навантаження;

2) силу струму короткого замикання;

3) накреслити зовнішню характеристику.

 

Відповідь:1) =12В ,А;

2) =24В ,А;

3) =10В ,А.

 

Задача № 1.8

 

Дано:

Узагальнена еквівалентна схема джерела електроживлення із електрорушійною силою Е_=_30,8 В, номінальним значенням напруги навантаження = 30 В, номінальним значенням струму

= 0,2 А.

 

Визначити: 1) внутрішній опоір джерела;

 2) струм короткого замикання;

3) накреслити зовнішню характеристику.

 

Відповідь:1)  Ом ,А.

2)  Ом ,А

3)  Ом ,А

 

 

Задача № 1.9

 

 Дано:

Номінальні значення напруги на вході та виході стабілізованого джерела електроживлення = 27 В, = 24 В, змінення напруги на вході та виході = 2,7 В, = 0,12 В, відповідно.

 

Визначити: 1) коефіцієнт стабілізації.

 2) нестабільність за вхідною напругою.

 

Стратегія: коєфіцієнт стабілізації:

.

Нестабільність за вхідною напругою:

/

.

Розв'язок:                                                 ,

.

 

Відповідь: 1) =20, = 0,5 %;

 

Задача № 1.10

 

Дано:

 Номінальні значення напруги на вході та виході стабілізованого джерела електроживлення = 24 В, = 12 В, змінення напруги на вході та виході = 2,4 В, = 0,12 В, відповідно.

 

Визначити: 1) коефіцієнт стабілізації.

2) нестабільність за вхідною напругою.

 

Відповідь:1) =10, = 1 %;

2) =20, = 0,5 %;

3) =5, = 0,25 %.

 

Задача № 1.11

 

Дано:

Значення номінальної напруги на вході та виході стабілізованого джерела електроживлення = 30 В, = 24 В, номінальне значення сили навантажувального струму = 1А, змінення навантажувального струму = 0,5 А, внутрішній опір R_вн= 0,1 Ом, загальна потужність втрат в стабілізаторі

 

Визначити: 1) нестабільність за навантаженням;

  2) коефіцієнт корисної дії.

 

Стратегія: нестабільність за навантаженням:

. ,

де                                                      ,

.

Коефіціент корисної дії:

Звідси:                                                     .

Розв'язок:                                         ,

.

Відповідь:  %.

 

Задача № 1.12

 

Дано:

Значення номінальної напруги на вході та виході стабілізованого джерела електроживлення = 24 В, = 20 В, номінальне значення навантажувального струму = 2 А, змінення навантажувального струму = 0,1 А, внутрішній опір R_вн= 0,2 Ом, загальна потужність втрат в стабілізаторі

 

Визначити: 1) нестабільність за навантаженням;

  2) коефіцієнт корисної дії.

 

Відповідь:1) = 0,42 %, %.

2) = 0,5 %, %.

3) =0,1 %, %.

 

Задача № 1.13

 

Дано:

значення номінальні напруги на вході та виході згладжу вального фільтра = 27 В, = 24 В, амплітуда першої гармоніки пульсації на вході та виході = 0,81 В,

= 0,024 В

 

Визначити:

1) коефіцієнт, який характеризує напругу:

-        коефіцієнт пульсації на вході та вході;

2)  коефіцієнти, які характеризують фільтр:

-        зглажування;

-        фільтрації;

-        передавання сталої складової напруги

 

Стратегія:

Коефіцієнт пульсації:                                 .

Коефіцієнт фільтрації                               .

Коефіцієнт передавання сталого                       .

складника

Коефіцієнт згладжування                                  .

 

Розв'язок:                                        

Коефіцієнт пульсації  на вході     .

Коефіцієнт пульсації  на виході     .

Коефіцієнт фільтрації            .

Коефіцієнт передавання сталого    .

складника

Коефіцієнт згладжування               .

 

Відповідь: ,,,,.

 

 

Задача № 1.14

 

Дано: значення номінальні напруги на вході та виході = 110 В, = 100 В, амплітуда першої гармоніки пульсації на вході та виході = 10 В, = 0,5 В.

 

Визначити:

1) коефіцієнт, який характеризує напругу:

-        коефіцієнт пульсації на вході та вході;

2)  коефіцієнти, які характеризують фільтр:

-        зглажування;

-        фільтрації;

-        передавання сталого складниеа напруги

 

Відповідь: 1) ,,,,;

2) ,,,,;

  3) ,,,,.

 

Задача № 1.15

 

Дано:

 Значення номінальної вихідної напруги  = 12 В, змінення сили навантажувального струму = 0,5 А, змінення температури ΔТ = 40°С, змінення вихідної напруги під час змінення вхідної напруги _=_0,12_ В. Температурний коефіцієнт напруги (ТКН), R_вн=1Ом.

 

Визначити: значення загальної нестабільності.

 

Стратегія: коєфіцієнт загальної нестабільності:

або  в даній ситуаціїї                      .

 

Нестабільність за вхідною напругою:

 

.

Нестабільність за                            ,

навантажувальним струмом .

Нестабільність за температурою:    ,

.

 

Розв'язок:                                                 .

 

.

.

.

 

Відповідь: 3,5%.

 

Задача № 1.16

 

Дано:

 Значення номінальної вихідної напруги  = 100 В, змінення сили навантажувального струму = 0,1 А, змінення температури ΔТ = 30°С, змінення вихідної напруги під час змінення вхідної напруги _=_0,25_ В, R_вн=1Ом.. Температурний коефіцієнт напруги (ТКН).

 

Визначити: значення загальної нестабільності.

 

Відповідь: 1) 2,25%;

2) 0,5%;

3) 0,3%.

 

Задача № 1.17

 

Дано:

Значення вихідної номінальної напруги стабілізатора = 12 В. Внутрішній імпеданс має активну та реактивну складову  R_вн  = 0,1 Ом, L_вн = 10 мкГн, змінення навантажувального струму = 0,5А, номінальне значення сили навантажувального струму  І_ном= 5 А .

 

Визначити: нестабільність за навантаженням за умови змінення навантаження з частотами  f_н1_=_500_Гц,  f_н2 = 10 кГц.

 

Стратегія:

Нестабільність за зміни                   ,

навантажувального струму:

.

 

Вихідний імпеданс                          ,

а його модуль відповідно                        ,

де - частота зміни навантаги.               ,

.

 

Розв'язок:                            ,

 

Відповідь: 1)при f₁_=_500_Гц  2)при  f₂ = 10 кГц. .

 

 

Задача № 1.18

 

Дано:

Значення вихідної номінальної напруги стабілізатора = 24 В. Внутрішній імпеданс має активну та реактивну складову R_вн  = 0,5 Ом, L = 50 мкГн, змінення навантажувального струму = 0,2А, номінальне значення сили струму навантаження І_ном = 2 А .

 

Визначити: нестабільність за навантаженням за умови змінення навантаження з частотами  f₁_=_200_Гц,  f₂ = 1 кГц.

 

Відповідь: 1) при f₁_=_200_Гц ; при  f₂ = 1 кГц. ;

2) при f₁_=_200_Гц ; при  f₂ = 1 кГц. ;

3) при f₁_=_200_Гц ; при  f₂ = 1 кГц. .

 

Задача № 1.19

 

Дано:

Габаритні розміри джерела електроживлення b = 10 см, h  = 10 см, l = 20 см, Р_вх = 20 Вт, коефіцієнт корисної дії 80%.

 

Визначити: 1) питомий показник за об’ємом;

  2) потужність втрат.

 

Стратегія: Визначаємо об’єм джерела електроживлення:

,

 та показник питомої потужності за об'ємом:

.

Для визначення потужності втрат скористаємось визначенням ККД:

;

;,

.

 

Розв'язок:                                                              дм³,

Вт/ дм³,

Вт.

 

Відповідь: Вт/ дм³, Вт.

 

Задача № 1.20

 

Дано:

Габаритні розміри джерела електроживлення b = 5 см, h  = 6 см, l = 10 см, Рвх = 50 Вт, коефіцієнт корисної дії 90%.

 

 

Визначити: 1) питомий показник за об’ємом;

  2) потужність втрат.

 

Відповідь: 1) Вт/ дм³,  Вт;

 2) Вт/ дм³,  Вт;

 3)  Вт/ дм³, Вт.

 

Задача № 1.21

 

Дано:

 Значення напруги мережі 220 В, частота 50 Гц, показник питомої потужності за об'ємом  Вт/ дм³, коефіцієнт корисної дії 30…40 %, значення вихідних даних:

U_н1 = 15 В,  I_н1 = 1 А, δ_Σ1 = 0,1 %;

U_н2 = 5 В,  I_н2 = 3 А, δ_Σ2 = 0,1 %.

 

Визначити: структурну схему ДВЕЖ.

 

Стратегія: порівнюючи низку даних  та  визначаємо двоканальний ДВЕЖ який побудовано за традиційною структурною схемою з організацією стабілізаціі в кожному з каналів.

 

 

 

 

 

Розв'язок:

 

Uн1 = 15 В

Iн1 = 1 А

δΣ1 = 0,1 %

Uн2 = 5 В

Iн2 = 3 А

δΣ2 = 0,1 %

 

 

Відповідь: двоканальний ДВЕЖ за традиційною схемою із стабілізацією в кожному каналі.

 

Задача № 1.22

 

Дано:

Значення напруги мережі 220 В, частота 50 Гц, показник питомої потужності за об'ємом  Вт/ дм³, коефіцієнт корисної дії 40…50 %, значення вихідних даних:

U_н1 = 15 В,  I_н1 = 1 А, δ_Σ1 = 0,06 %, K_пл = 0,006 %;

U_н2 = 5 В,  I_н2 = 3 А, δ_Σ2 = 0, 01 %, K_пл = 0,01 %;

U_н3 = 12 В,  I_н3 = 5 А, δ_Σ3 = 0,1 %, K_пл = 0,02 %.

 

Визначити: структурну схему ДВЕЖ.

 

Відповідь: 1) трьохканальний ДВЕЖ за традиційною схемою із стабілізацією в кожному каналі.

 2) трьохканальний ДВЕЖ за сучасною схемою із стабілізацією в основному каналі.

 3) трьохканальний ДВЕЖ за традиційною схемою із спільним стабілізатором в каналах .

 

Задача № 1.23

 

Дано:

Значення напруги мережі 220 В, частота 50 Гц, показник питомої потужності за об'ємом  Вт/ дм³, коефіцієнт корисної дії η=85%, значення вихідних даних:

U_н1 = 5 В,  I_н1 = 3 А, δ_Σ1 = 0.1 %;

U_н2 = 24 В,  I_н2 = 0,2 А, δ_Σ2 = 0,01 %;

U_н3 = 12 В,  I_н3 = 5 А, δ_Σ3 = 2 %.

 

Визначити: структурну схему ДВЕЖ.

 

Стратегія: за даними  Вт/ дм³ та η=80% визначаємо трьохканальний ДВЕЖ який побудовано за сучасною структурною схемою з організацією стабілізаціі найбільш потужного каналу №3 (Р₃ = U_н3 I_н3 = 12В∙5А= 60 Вт) в інверторі й додатковими стабілізаторами каналу №2 – лінійним стабілізатором ( мала потужність та низьке значення δ_Σ2 ); каналу №1 – лінійним або (прецизійним) або ключовим (імпульсним) – більша потужність та більша нестабільність.

Розв'язок:

 

Відповідь: триканальний ДВЕЖ за сучасною схемою, загальну стабілізацію організовано через канал №3.

 

Задача № 1.24

 

Дано:

Значення напруги мережі 220 В, частота 50 Гц, показник питомої потужності за об'ємом  Вт/ дм³, коефіцієнт корисної дії 85%, значення вихідних даних:

U_н1 = 36 В,  I_н1 = 5 А, δ_Σ1 = 1 %;

U_н2 = 60 В,  I_н2 = 0,25 А, δ_Σ2 = 0,4 %;

 

Визначити: структурну схему ДВЕЖ.

 

Відповідь: 1) двоканальний ДВЕЖ за сучасною схемою, основний канал №2.

 2) двоканальний ДВЕЖ за традиційною схемою, основний канал №2.

 3) двоканальний ДВЕЖ за сучасною схемою, основний канал №1.

 

Задача № 1.25

 

Дано:

Cиловий каскад джерела вторинного електроживлення функціонує на частоті 100 кГц, тривалість фронту та спаду імпульсів 0,5 мкс, шпаруватість 2.

 

Визначити: частоти заломлення обвідної спектру цього імпульсу.

 

Стратегія:  частота першого заломлення обвідної спектра імпульсів при шпаруватості  2 дорівнює,

.

На ділянці  крива характеризується нахилом 20дБ/дек.

Частота другого заломлення трапециїдальних імпульсів:

;

де τ_ф – тривалість фронту (спаду).

 

Тоді   на частотах  крива характеризується нахилом 40дБ/дек.

 

Розв'язок:                                                                кГц,

кГц.

 

Відповідь:  кГц, за  інтенсивність згасання 20дБ/дек  ;кГц за  інтенсивність згасання 40дБ/дек.

 

Задача № 1.26

 

Дано:

Силовий каскад джерела вторинного електроживлення функціонує на частоті 10 кГц, тривалість фронту та спаду імпульсів 0,2 мкс, шпаруватість 2.

 

Визначити: частоти заломлення обвідної спектру цього імпульсу.

 

Відповідь: 1) кГц,  за інтенсивність згасання 20дБ/дек; мГц,  інтенсивність згасання 40дБ/;

2) кГц, за інтенсивність згасання 20дБ/дек; МГц за  інтенсивність згасання 40дБ/дек;

3) кГц, за  інтенсивність згасання 20дБ/дек;  МГц за  інтенсивність згасання 40дБ/дек.

 

 

 

Первинними джерелами електроенергії, які широко застосовують в радіоелектронній апаратурі різного призначення: мобільних телефонах, портативних радіостанціях,  джерелах безперервного електроживлення, тощо є гальванічні первинні елементи та акумулятори (гальванічні вторинні), види і характеристики яких наведено в наступному розділі.

РОЗДІЛ 2.                     ХІМІЧНІ ДЖЕРЕЛА СТРУМУ

 

2.1 Вступ

2.2 Класифікація хімічних джерел струму

2.3 Гальванічні елементи

  2.3.1 Загальні характеристики

  2.3.2 Типи гальванічних елементів

2.4 Акумулятори

   2.4.1 Загальні характеристики

   2.4.2 Типи акумуляторних батарей

2.5. Іоністори

2.6 Режими заряджання та розряджання акумуляторних батарей

2.7 Термін служби акумуляторних батарей

2.8 Технічні характеристики та термін роботи акумуляторів мобільних телефонів

2.9 Висновки

2.10 Контрольні завдання та питання

2.11 Задачі для самоперевірки

 

В процесі роботи з матеріалом цього розділу

та після завершення, ви  маєте

 

  Знати:

·          призначення, принцип дії, класифікацію хімічних джерел струму;

·          сутність основних процесів в гальванічних елементах та акумуляторах;

·          основні типи гальванічних елементів, їх особливості, позитивні та негативні властивості;

·          основні типи акумуляторів, їх особливості, позитивні та негативні властивості;

·          розрахункові співвідношення стосовно енергетичних та якісних параметрів;

·          призначення, принцип дії та основні характеристики іоністорів;

·          основні режими заряджання акумуляторних батарей;

·          основні режими розряджання акумуляторних батарей;

·          особливості терміну служби для різних типів акумуляторних батарей;

  Вміти:

·          пояснити процеси  в хімічних джерелах струму;

·          аналізувати основні параметри хімічних джерел струму (криві заряджання, розряджання, ємність та ін.);

·          розрахувати основні експлуатаційні параметри гальванічних елементів та акумуляторних батарей;

·          порівняти основні режими заряджання акумуляторних батарей;

·          вибрати та обґрунтовувати вибір хімічного джерела струму за  визначеними параметрами;

·          виконати експерименти з гальванічними елементами та акумуляторами;

·          скласти схему заряджання.

2.1.    Вступ

 

1745–1746 рр. німецький фізик Евальд Юрген фон Клейст і голландський фізик Пітер ван Мушенбрук створили прилад, що дозволяє зберігати електричний заряд, отриманий від електростатичної машини. Це був один з перших конденсаторів, який назвали «лейденською банкою». Створенню постійних джерел струму сприяло відкриття італійського професора анатомії Луїджі Гальвані в кінці XVIII ст. Розкрити природу відкритого явища Гальвані вдалося італійському фізикові Алессандро Вольта. Він зробив висновок, що за умови контакту різних металів виникає електрика. Дослідним шляхом Вольта розташував метали в ряд таким чином, що чим далі один від одного стоять вони в цьому ряду, тим більший ефект спостерігаємо. У такому ж порядку змінюється і хімічна активність металів: Li...Mg...Zn...Fe...Sn...H... Cu...Ag...Au. Щоб підсилити ефект, Вольта сполучав пари металів послідовно, так, що отримав ланцюжок, названий ім’ям винахідника «Стовпом Вольта».

Введення в електричне коло розчинів виявилося вирішальним у винаході Вольта. На згадку про Гальвані Вольта назвав свої елементи гальванічними.

1802 р. російський фізик В. В. Петров створив батарею, яку складено з 4200 мідних і цинкових пластин. Між металевими пластинами діаметром близько 4 см прокладалися картонні кружечки, просочені розчином хлориду амонія. «Стовп Петрова», на відміну від «вольтова стовпа», розташовувався горизонтально в сухих вузьких дерев’яних скриньках. Всю батарею було складено з чотирьох рядів, кожен завдовжки близько 3 м. Теоретично така батарея може давати напругу 2500 вольт.

В XIX ст. працею фізиків і хіміків було засновано теорію роботи гальванічних елементів; основна заслуга в цьому належить німецькому фізико-хіміку Вальтеру Нернсту.

1836 р. Джон Фредерік Данієль звернув увагу, що на мідному електроді утворюються бульбашки водню, які заважають роботі елемента. Він занурив цинковий електрод в розчин цинкового купоросу, а мідний – в розчин мідного купоросу. В результаті на мідному електроді водень не виділявся, а відбувалося відновлення іонів міді. Такий пристрій вперше забезпечив тривалу і стабільну дію гальванічного елемента, та ЕРС близьку до теоретичної, що  дорівнює 1,09 В. Незалежно аналогічний елемент був розроблений російським ученим Б.С. Якобі.

1867 р. французький інженер Жорж Лекланше почав використовувати електроліт, загущений клейстером. Це революційним чином змінило справу: «сухі» елементи Лекланше можна було застосовувати в будь-якому положенні.

В сучасній техніці та технічних засобах широко застосовують енерго-накопичувальні пристрої. Нагадаємо, що всі джерела електроживлення поділяють на первинні та вторинні: первинні джерела електроживлення – перетворюють різні види енергії в електричну (атомні, теплові, гідроелектростанції; хімічні джерела струму тощо); вторинні  джерела електроживлення – перетворюють параметри електроенергії, отриманої від первинних джерел.

Хімічним джерелом струму (ХДС) називають засіб, в якому енергія хімічної реакції перетворюється безпосередньо в електричну енергію. Хімічні джерела струму також поділяють на первинні (гальванічні елементи) або primаry cells та вторинні акумулятори – secondary cells.

Широке застосування ХДС обумовлене їхньою ефективністю та універсальністю. Діапазон електричної потужності ХДС є досить широким та складає від 10^-5 Вт (для мініатюрних годинникових елементів живлення) до 10⁷ Вт (для акумуляторних батарей на підводних човнах). Маса різних джерел змінюється в межах від долів грама до сотень тон. Жодне інше джерело електричної енергії не має таких різноманітних можливостей для застосування та універсальності характеристик.

Первинні хімічні джерела струму складено з однієї чи декількох елементарних комірок – гальванічних елементів. Робоча напруга окремого елемента є невеликою (від 0.4 В до 4 В), тому за необхідності отримання більш високих значень напруг, необхідну кількість елементів з’єднують послідовно, і об’єднують в  гальванічну батарею. Первинними хімічними джерелами струму є вугільно-цинові, лугові, ртутні, літієві та ін. Вторинними хімічними джерелами струму є нікель-кадмієві, нікель-металгідридні,  літій-іонні, літій-полімерні, свинцево-кислотні, срібно-цинкові акумулятори. Свинцево-кислотні акумулятори застосовують у джерелах безперервного живлення, літій-іонні та літій-полімерні застосовують для живлення мобільних телефонів та ін.

Акумуляторами називають вторинні ХДС, які дозволяють повторне заряджання батареї під час пропускання струму від зовнішнього кола в зворотному напрямі, що відновлює активні речовини (реагенти). Такі ХДС також називають реверсивні або зворотні. Накопичення енергії в акумуляторі відбувається під час проходження хімічної окислювально-відновлювальної реакції, що може протікати як в прямому напрямі, так і у зворотньому – такі реакції називають електродними.

Для деяких акумуляторів властивий, так званий, «ефект пам’яті» («memory effect») – він полягає в зменшенні ємності акумулятора за умов його неповного заряджання.

Заряджання акумулятора є процесом перетворення електричної енергії в енергію, що поглинають реагенти ХДС, внаслідок чого протікає відновлювальна хімічна реакція, а розряджання акумулятора – це процес емісії електричної енергії в результаті окислювальної хімічної реакції. Процес розряджання є зворотним до процесу заряджання, коли акумулятор віддає заряд у зовнішнє електричне коло споживачеві електроенергії.

З появою електростанцій знадобились потужні стаціонарні акумулятори. На станціях постійного струму вони є додатковим джерелом енергії в моменти пікових навантажень. На станціях змінного струму стаціонарні акумулятори застосовують для допоміжних цілей або як резервні. Наведемо приклади: міські мережі постійного струму в 1927 р. мали батареї акумуляторів, які розвивали потужність 80000 кВт (Берлін) та 95000 кВт (Нью-Йорк).

В телефонних станціях акумулятори є джерелом постійної напруги. Їх також застосовують у засобах зв'язку, системах автоматики на залізниці, пристроях охоронної й пожежної сигналізації, для аварійного освітлення та ін. З великої розмаїтості стаціонарних акумуляторів, які забезпечують електроживлення навантажувального кола на час відключення електропостачання, у більшості випадків застосовують свинцево-кислотні та нікель-кадмієві акумулятори.

До ХДС відносять також іоністор – енергонакопичувальний конденсатор, заряд у якому накопичується на межі розподілу двох середовищ – електроду й електроліту.

На рисунку 2.1 зображено ілюстрацію до хімічного процесу, який має місце в ХДС (а) на прикладі срібно-цинкового акумулятора  та умовне позначення (б). До складу ХДС входять два електроди (електрод з окислювачем (1) та з відновником(2)), електроліт (3) та корпус (4).

Рис. 2.1 Хімічне джерело струму; а – ілюстрація хімічного процесу в ХДС, 

б – умовне позначення на схемах електричних принципових

 

Електрод (1), на якому має місце окислювальний процес (з виділенням електронів) та через який струм протікає в електроліт (3) – називають катодом (Zn). Електрод (2), на якому має місце відновлювальний процес та до якого струм надходить з електроліту (3) – називають анодом (Ag₂O). Під час розряджання вторинного джерела струму анодом є електрод з додатнім зарядом (на рис.2.1 – срібний електрод є анодом, цинковий – катодом), під час заряджання елемента – анодом є електрод з від’ємним зарядом (оскільки струм протікає в зворотному напрямі).

Хімічні реакції у ХДС наведені на рис. 2.1, спостерігають на поверхнях електродів, занурених в електроліт.

На від’ємному електроді цинк окислюють з виділенням електронів е, отримуючи при цьому окис цинку та воду

 

                                               Zn + 2OH^– → ZnO + H₂O + 2e.        (2.1)

 

На додатньому електроді окис срібла відновлюють з поглинанням електронів е, отримуючи при цьому срібло та окисник

 

                                               Ag₂O + H₂O +2e → 2Ag + 2OH^–.     (2.2)

 

В хімічних джерелах струму, залежно від реагентів, хімічна реакція може протікати з виділенням газу.

 

 

2.2.   Класифікація хімічних джерел струму

 

За особливостями застосування ХДС розділяють на п’ять різновидів (рис. 2.2):

1.        первинні (призначені для одного розряду);

2.        вторинні або акумулятори (розраховані на певну кількість зарядів та розрядів до повного відпрацювання реагентів);

3.        паливні елементи (під час розряду реагенти безперервно надходять до гальванічного елемента);

4.        комбіновані (початковий запас одного з реагентів залишається незмінним, другий необхідний реагент постійно надходить до гальванічного елемента);

5.        відновлювані (реагенти періодично підлягають заміні, що дозволяє значно подовжити термін експлуатації батареї).

 

За конструктивними особливостями ХДС класифікують за чотирма основними ознаками:

1.        тип реагентів;

2.        спосіб герметизації;

3.        тип електролітичного розчину;

4.        тип сепаратора.

Така класифікація є узагальненою, оскільки ХДС можна розділити на підгрупи й за більш детальними ознаками.

За типом реагентів:

·          з рідкими реагентами (переважно паливні елементи, оскільки реагенти розчиняються в електроліті під час розряду батареї);

·          з твердими реагентами (реагенти на твердих електродах, також можливе застосування твердих електролітів пористої структури).

За видом герметизації:

·          з частковою герметизацією (встановлюють односторонній клапан, що спрацьовує коли тиск газу перевищує допустиме значення);

·          з повною герметизацією (газ накопичується в спеціальних комірках – такий тип герметизації є характерним для первинних ХДС).

Оскільки в результаті хімічних реакцій гальванічний елемент може виділяти газ (водень або вуглекислий газ), постало питання щодо відведення цього газу з гальванічних елементів. Повністю розгерметизованими батареї не виготовляють, оскільки в багатьох з них  застосовують рідкі електроліти.

 

Рис. 2.2 Класифікація хімічних джерел струму

 

Для того, щоб під час розряду напруга батареї була в заданих межах (стабільною), необхідно забезпечити однаковий рівень протікання хімічної реакції протягом роботи ХДС, для цього застосовують сепаратори (також сепаратори виконують функцію ізоляції анода та катода).

За типом електроліту:

·          водневі електроліти (розчини на основі води);

·          неводневі (рідкий аміак);

·          іонообмінні (різновид твердих електролітів, в яких один з видів іонів утворює макромолекулярна основа органічної речовини – нерухомі іони);

·          тверді електроліти (іонні кристали, в яких лише один з видів іонів є рухомим);

·          матричні електроліти.

За типом сепаратора:

·          з розділювальними пластинами;

·          з мембранними сепараторами;

·          з пористими сепараторами.

 

2.3.   Гальванічні елементи

 

2.3.1.        Загальні технічні характеристики

 

Гальванічним елементом (первинним джерелом струму) називають пристрій, який складено з двох електродів та іонопровідного електроліту.

Конструктивно гальванічний елемент складено з уніфікованого контейнера, електродів (анодів та катодів) та електроліту, абсорбованого активним матеріалом сепаратора, тому їх називають сухими елементами. Цей термін застосовують до всіх елементів, що не містять рідкого електроліту. Сухі елементи застосовують в режимах малих струмів та переривчастих режимах для живлення телефонних апаратів, систем сигналізації, систем керування та ін. Основні електричні характеристики гальванічних елементів визначають умови їх експлуатації, тривалість дії та ефективність використання.

Ємність гальванічного елемента  – максимальна кількість електричної енергії, що споживає навантажувальне коло до повного розряджання джерела.

Ємність первинного заряджання визначають за формулою:

 

                                                        ,               (2.3)

 

де      - ємність заряджання, А·год;

         - струм заряджання, А;

         - час заряджання, год.

Ємність розряджання (для вторинних елементів)  розраховують за аналогічною формулою.

Напруга на клемах за умови відсутності навантаження (, або ЕРС) – це значення різниці потенціалів (або окислювально-відновлювальних потенціалів) між електродами, зануреними в електролітичний розчин, без підключення навантажувального кола до гальванічного елемента.

Напруга розряджання (навантажувальна характеристика) ХДС  – це номінальне значення напруги, що встановлюється між виводами джерела за під’єднанням навантажувального кола. Залежність напруги розряджання від струму розряджання ХДС наведено на рис. 2.3.

 

Рис. 2.3 Графіки залежності напруги від струму розряджання U(I_p)

 

Струм розряджання Iр зазвичай не визначають як окрему характеристику ХДС, оскільки залежить від опору навантажувального кола, тому застосовують параметр пов’язаний з ним – максимально допустимий струм розряджання Iдоп, (цей параметр відповідає зниженню напруги розряджання до деякого критичного значення , нижче якого застосування ХДС не є доцільним)

                                                        ,                    (2.4)

 

         де  R_н                – опір навантажувального кола;

                  R_вн – внутрішній опір ХДС.

 

Енергію ХДС W розраховують за формулою:

 

                                                                ,           (2.5)

 

де    – заряд, що вивільнився під час розряджання батареї;

          – середнє значення наруги розряджання.

 

2.3.2.        Типи гальванічних елементів

 

Вугільно-цинкові (марганець-цинкові) елементи є найбільш поширеними сухими гальванічними елементами. Електроліт перебуває в пастоподібному стані або нанесений на пористу діафрагму. Такий електроліт є малорухомим і не розтікається, тому такі елементи називають сухими. Конструкцію циліндричного марганець-цинкового гальванічного елемента наведено на рис. 2.4.

 

Рис. 2.4 Конструкція циліндричного марганець-цинкового елементу

 

До складу циліндричних гальванічних елементів зазвичай входять: цинковий стакан (1), пресований додатній електрод (2), струмовідвідний стрижень (3), газовий проміжок (4), картонна шайба (5), композитний матеріал, що герметизує (6), контакт позитивного електрода (7), рідкий електроліт (8), картонний футляр (9), прокладка, що ізолює (10).

 Номінальне значення напруги розряджання для вугільно-цинкових елементів складає 1,5 В (для нормальних елементів допускають середнє відхилення номіналу в межах ; нормальні – елементи, які застосовують як джерело опорної напруги).

Сухі елементи можуть мати також дискову та прямокутну форму. Конструкція прямокутних елементів аналогічна дисковим.

Конструкцію дискового гальванічного елемента зображено на рис. 2.5. До складу дискових елементів входять: позитивний пресований електрод (6), негативний секційний електрод (2), сепаратор (3), зовнішній циліндричний струмовідвідний корпус (4), газовідвідні камери (5), донна прокладка (1) та термокришка (7).

 

Рис. 2.5 Конструкція дискового гальванічного елементу

 

 

Дискові елементи послідовно з’єднують між собою (позитивно заряджений електрод одного елемента з’єднується спеціальною перемичкою з негативно зарядженим електродом іншого гальванічного елемента), отриманий елемент ізолюють та вкладають у футляр.

Вугільно-цинковим елементам притаманний ефект відновлення протягом перерви в роботі. Це явище обумовлено поступовим вирівнюванням локальних неоднорідностей в композиції електроліту, що виникають в процесі розряджання.

Перевагою вугільно-цинкових елементів є їх відносно низька вартість. До недоліків слід віднести доволі значне зниження напруги під час розряджання, невисоку питому енергоємність (5...10 Вт·год/кг) та малий термін зберігання.

В лугових елементах (на них зазначають «alkaline»), як і у вугільно-цинкових, застосовують анод із MnO₂ та цинковий катод з розділеним електролітом. Відмінність лугових елементів від вугільно-цинкових полягає у застосуванні лугового електроліту, внаслідок чого процес виділення газу при розряджанні фактично відсутній, і їх можна виконувати герметичними, що є дуже важливим для цілого ряду їх застосувань.

Номінальне значення робочої напруги для лугових елементів приблизно на  менше (табл. 2.1), ніж у вугільно-цинкових за однакових умов. Змінення напруги елементів з луговим електролітом є більш повільним, ніж у елементів з сольовим електролітом. Вони також мають більш високу питому енергію (65...90 Вт·год/кг), потужність (100...150 кВт·год/м³) та вдвічі більший термін зберігання.

Ртутні елементи дуже схожі за параметрами на вугільно-цинкові елементи. До складу аноду входять суміші з порошку цинку та ртуті. Напруга ртутного елементу приблизно на 0,15 В нижча ніж у лугового (табл. 2.1). Ртутні елементи характеризуються високою питомою енергією (90...120 Вт·год/кг, 300...400 кВт∙год/м³), стабільністю напруги та високою механічною стійкістю. Ртутні елементи працездатні в інтервалі температур від 0 до +50°С, окрім того їх виготовляють холодостійкими та теплостійкими елементами, які здатні працювати при температурі до +70°С. Оскільки ртуть є токсичною речовиною, ртутні елементи підлягають вторинній переробці.

В літієвих елементах застосовують аноди з літію, органічний електроліт та катоди з різноманітних матеріалів (оксиди, сульфіди, фторовуглець). Їх характеризують дуже великими термінами зберігання, високою густиною енергії та працездатні на широкому інтервалі температур (-30…+70), оскільки вони не містять води.

Літій характеризують найвищим від’ємним потенціалом серед інших металів, тому літієві елементи мають найбільшу номінальну напругу за мінімальних габаритів.

Іонна провідність забезпечюється методом введення в розчинники солей, котрі мають аніони великих розмірів.

Питома електрична провідність неводних розчинів електролітів на 1...2 порядки нижча провідності водних. Крім того, катодні процеси в них зазвичай протікають повільно, тому в елементах з неводними електролітами густина струму невелика.

До недоліків літієвих елементів слід віднести їх відносно високу вартість, обумовлену високою ціною літію, особливими вимогами до їх виробництва: необхідність інертної атмосфери та очистки неводних розчинників. Вибухонебезпечні елементи зазвичай розраховані на напругу 1,5 В та 3 В. Вони успішно забезпечують електроживленням пристрої зі споживанням близько 30 мкА в безперервному або 100 мкА в переривчастому режимах. Літієві елементи широко застосовують в резервних джерелах електроживлення, вимірювальних приладах та інших високотехнологічних системах.

Узагальнену інформацію стосовно основних гальванічних елементів наведено в табл. 2.1.

Таблиця 2.1

Порівняльні характеристики основних типів гальванічних елементів

Параметр	Тип гальванічного елементу
	Вугільно-цинкові елементи	Лугові елементи	Ртутні елементи	Літієві елементи
Номінальна напруга на елементі, В	1,5	1,4	1,25	1,5-3
Опір зовнішнього кола, Ом	20-200	20-200	25-300	30000
Середнє значення ємності, А·год	1,5-3	1,5-3	2,3	2,4
Діапазон робочих температур, ○С	0...+40	–30...+55	0...+50	-30…+70
Мінімально допустиме значення напруги, В	0,75	0,75	-	0,1
Термін гарантійного зберігання, міс	6-18	36	36	18

 

 

2.4.   Акумулятори

 

2.4.1.        Загальні характеристики

 

Акумулятори належать до категорії хімічних джерел енергії багаторазової дії. Накопичення енергії в них здійснюється під час протікання окисно-відновних хімічних реакцій на електродах. Під час процесу розряджання акумулятора відбуваються зворотні процеси.

Напруга акумулятора – це різниця потенціалів між полюсами акумулятора під час фіксованого навантаження. Для отримання достатньо великих значень напруги чи ємкості окремі акумулятори поєднують між собою паралельно чи послідовно у батареї.

Ємність акумулятора Q – це максимальний заряд в кулонах (ампер-годинах) (1Агод = 3600Кл ), який акумулятор здатен віддати під час проходження процесу розряджання до визначеного кінцевого значення напруги.

В умовних позначеннях типу акумулятора вказують номінальну ємність, тобто ємність за нормальних умов розряджання (розряджання номінальним струмом за температури 20°С).

Акумулятори слід обирати за такими параметрами:

коефіцієнт віддачі kвід – це відношення заряду, що віддає акумулятор під час повного розряджання, до заряду, отриманого під час заряджання;

коефіцієнт корисної дії акумулятора η – це відношення заряду, який він спроможний віддати навантажувальному колу під час процесу розряджання до кількості отриманого ним заряду під час заряджання.

Значення коефіцієнта корисної дії завжди менше значення коефіцієнта віддачі.

Паралельним з’єднанням акумуляторів можна скласти батарею великої ємності з номінальною напругою одного акумулятора і сумарною ємністю всіх акумуляторів.

Акумулятори широко застосовують для електроживлення різних електронних пристроїв – мобільних телефонів, портативних комп’ютерів, диктофонів та ін. Визначальним фактором під час  виробництва акумуляторів є портативність. Під цим терміном розуміють малий об’єм, вагу, високу надійність, тривалий час автономної роботи. Окрім цього існує ряд інших параметрів, важливих для всіх акумуляторів, наприклад: кількість циклів «заряджання-розряджання», внутрішній опір, термін зберігання, стабільність напруги під дією навантаження і т.п.

 

2.4.2.        Типи акумуляторних батарей

 

Широке застосування в мобільних пристроях та пристроях радіозв’язку знайшли такі типи акумуляторів:

·          нікель-кадмієві (Ni-Cd) – електроживлення фотоапаратів, відеокамер та портативної побутової техніки;

·          нікель-металгідридні (Ni-MH) – електроживлення побутової техніки;

·          літій-іонні (Li-Ion) – електроживлення мобільних телефонів;

·          літій-полімерні (Li-polymer) – електроживлення мобільних телефонів;

·          герметичні свинцево-кислотні – джерела безперервного електроживлення.

 

Акумулятори виготовляють як один елемент, так і як декілька послідовно з’єднаних і оформлених в одному корпусі елементів – батарей. Деякі моделі сучасних акумуляторів включають в себе електронні елементи керування, що забезпечують контроль режиму зарядження та захист акумулятора від неправильної експлуатації.

Порівняльні характеристики акумуляторних батарей наведено в таблиці 2.2.

 

Таблиця 2.2

Порівняльні характеристики основних типів акумуляторних батарей

Параметр	Тип акумуляторної батареї
	Нікель-кадмієва	Нікель-метал-гідридна	Літій-іонна	Літій-полімерна	Свинцево-кислотна
Умовне позначення	Ni-Cd	Ni-MH	Li-Ion	Li-Polimer	Pb
Густина енергії, Вт∙год/кг	40 ÷ 60	60 ÷ 80	100 ÷ 150	150 ÷ 200	30
Напруга на елементі, В	1,25	1,25	3,6	3,6	2,0
Сила струму навантажувального кола, А, відносно ємності С	>2∙С	(0,5÷1,0) ∙С	<1∙С	0,2∙С	0,2∙С
Кількість робочих циклів заряджання/розряджання (зменшення ємності до 80%)	1500	500	500÷1000	100÷150	200÷500
Діапазон робочих температур, ○С	–40...+60	–20...+60	–20...+60	0...+60	–20...+60
Мінімальний час заряджання, год	1 ÷ 2	2 ÷ 4	3 ÷ 4	8 ÷ 15	8 ÷ 16
Безпека експлуатації	висока	висока	низька	низька	середня
Саморозряджання за місяць, %	20	30	10	10	5–15
Періодичність обслуговування, днів	30	60 ÷ 90	не регл.	не регл.	90 ÷ 180
Ефект пам’яті	так	так	ні	ні	так
Вартість	низька	середня	висока	висока	низька

 

Нікель-кадмієві (Ni-Cd) акумулятори були створені ще в 1899 р. Вальдмаром Юнгнером (Швеція), їх виробляють в різних країнах світу орієнтовно з 1950 р. На сьогоднішній день близько 50% всіх акумуляторів для портативного обладнання є нікель-кадмієвими.

Конструкцію нікель-кадмієвого акумулятора наведено на рисунку 2.6,а. У нікель-кадмієвого елемента негативно та позитивно заряджені пластини з’єднані разом та вміщені в металевий циліндр. Позитивна пластина є гідроокисом нікелю, а негативна – гідроокисом кадмію. Дві пластини ізольовані сепаратором в електроліті.

Переваги таких акумуляторів:

·          висока стійкість до перепадів температур;

·          висока стійкість до великої сили струму заряджання і розряджання, оскільки малий внутрішній опір дозволяє віддавати струми великої сили (для інших типів акумуляторів це не характерно);

·          велика кількість циклів заряд-розряд;

·          саморозряджання в 1-й місяць зберігання 25-30% від ємності акумулятора, надалі 5-10%;

·          низька вартість.

Серед усіх акумуляторів нікель-кадмієві – єдині, які найкраще віддають максимальну ємність, забезпечують велику кількість циклів заряджання-розряджання, якщо періодично здійснюються глибокі розряди.

Рис. 2.6 Конструкція акумуляторів; а – нікель-кадмієвого;

б – нікель-металгідридного

 

Недоліки нікель-кадмієвих акумуляторів:

·          відносно низька питома ємність;

·          наявність так званого «ефекту пам’яті» (у тих випадках, коли акумулятор не завершує повного циклу заряду/розряду, це призводить до того, що батарея начебто «запам’ятовує» ємність з розрахунку невикористаних секторів, і таким чином номінальна ємність акумуляторної батареї стає меншою);

·          екологічна небезпечність, оскільки кадмій є високотоксичною речовиною; виникають проблеми з його утилізіцією.

 

Нікель-металгідридні (Ni-MH) акумулятори з’явились на ринку в кінці 80-х років XX століття. Стимулом для виробництва цих акумуляторів є їх більш висока густина енергії у порівнянні з Ni-Cd. Нікель-металгідридний акумулятор конструктивно схожий на нікелево-кадмієвий акумулятор, але має інший хімічний склад електроліту та електродів (рис. 2.6, б). В порівнянні з нікель-кадмієвими акумуляторами нікель-металгідридні акумулятори мають більший коефіцієнт саморозряджання.

Переваги Ni-MH (у порівнянні з Ni-Cd акумуляторів):

·          більша питома ємність (за однакових габаритних розмірах значення ємності на 30% більше), менша маса;

·          у порівнянні з Ni-Cd акумуляторами менший прояв «ефекту пам’яті»;

·          простота зберігання і транспортування – не потребує регулярного контролю

·          містять меншу кількість токсичних металів.

Недоліки (у порівнянні з Ni-Cd):

·          менший діапазон температури, ніж у Ni-Cd;

·          не витримують великого зарядного струму, оскільки в процесі розрядки виділяється велика кількість тепла;

·          мають суттєво меншу кількість циклів заряджання-розряджання;

·          саморозряджання майже у 1,5 рази вище ніж у Ni-Cd акумулятора;

·          найнижча навантажувальна здатність – не можуть віддавати великі струми;

·          глибокі розряди є небажаними, оскільки довговічність роботи батареї безпосередньо пов'язана з глибиною розряду;

·          ціна Ni-MH акумулятора вища, ніж Ni-Cd;

Сучасні Ni-MH батареї обладнані внутрішнім сенсором температури для виявлення повного заряду. Надмірне заряджання акумулятора в найпростішому зарядному пристрої (що не має автоматичного відключення) може призвести до перенагрівання та повного руйнування акумулятора.

 

Виробництво літій-іонних (Li-Ion) акумуляторних батарей почалося на початку 90-х років XX століття.

На рис. 2.7 наведено конструкцію літій-іонного акумулятора, В якому електроди та сепаратор поміщені в електроліт із літієвої солі.

Рис. 2.7 Конструкція літій-іонного акумулятора

 

Переваги літій-іонних акумуляторів:

·          кількість циклів заряджання-розряджання більша ніж у Ni-MH акумулятора;

·          відносно низький саморозряд;

·          висока питома ємність;

·          літій має найбільший електрохімічний потенціал, що забезпечує більшу ємкість;

·          відсутній «ефект пам’яті», тому час від часу можна заряджати і не повністю розряджений акумулятор;

·          літій-іонні акумулятори значно безпечніші та більш екологічно чистіші від акумуляторів на основі свинцю або кадмію.

Недоліки літій-іонних акумуляторів:

·          малий діапазон робочих температур;

·          висока ціна;

·          вибухонебезпечні.

В конструкції сучасних Li-Ion акумуляторів присутні так звані smart-мікросхеми. Це дозволяє керувати зарядним пристроєм таким чином, щоб процес заряджання був найбільш ефективним залежно від відпрацьованої кількості циклів заряджання-розряджання.

 

Літій-полімерні (Li-Polymer) акумулятори відрізняються від літій-іонних акумуляторів видом електроліту, що застосовують. Це найновіший тип акумуляторів. Виробництво літій-полімерних акумуляторів почалось в 1999 році. Основна концепція батареї літій-полімеру полягає у застосуванні твердого електроліту на полімерній основі.

Переваги літій-полімерних акумуляторів:

·          велика густина енергії акумулятора;

·          низьке саморозряджання;

·          малі розміри (застосування твердого електроліту дозволяє зменшити товщину акумулятора до 1 мм);

·          гнучка форма (застосування різноманітних плівок замість рідкого електроліту);

·          низька вага;

·          висока безпека при використанні.

·          Недоліки літій-полімерних акумуляторів:

·          не працюють в режимах великих струмів;

·          не працює за низьких температур

·          висока ціна.

 

Виробництво свинцево-кислотних акумуляторів почалось в 1900 році. Основною перевагою герметичних свинцево-кислотних  акумуляторів (1970) (рис. 2.8) є стабільність напруги за умови змінення струму навантаження й температури.

 

Рис. 2.8 Конструкція свинцево-кислотної акумуляторної батареї

 

Свинцево-кислотний акумулятор складено, як правило, з двох пластин (електродів), поміщених в електроліт: водний розчин сіркової кислоти.

Переваги свинцево-кислотних акумуляторів:

·          стабільність напруги за умов змінення струму навантаження й температури;

·          в сучасних свинцево-кислотних акумуляторах, залежно від середньої глибини розряджання, кількість циклів може досягати 800-1000;

·          низьке саморозряджання;

·          відсутність «ефекту пам'яті»;

·          невисока вартість.

Недоліки свинцево-кислотних акумуляторів:

·          найнижча питома ємність, хоча у багатьох випадках це може бути і не критичним;

·          вимагають додаткових витрат на обслуговування;

·          можуть негативно впливати на людей і апаратуру.

На відміну від інших типів акумуляторних батарей свинцево-кислотну батарею зазвичай застосовують, коли потрібна велика ємність, вимоги до маси не критичні і ціна батареї повинна бути низькою.

 

 

2.5.   Іоністори

 

Іоністор (за міжнародною термінологією – суперконденсатор, supercapacіtor) – це конденсатор, заряд у якому накопичується на межі розподілу двох середовищ – електроду й електроліту. Іоністор зберігає енергію у вигляді статичного заряду. Накопичення відбувається, якщо до його обкладинок прикладено постійну напругу. Іоністори можуть замінювати хімічні джерела струму як резервне (мікросхеми пам’яті) або основне (годинники, калькулятори) джерело електроживлення.

Якщо простий конденсатор має обкладинки з фольги, розділені сухим сепаратором, то іоністор – це сполучення конденсатора з електрохімічною батареєю. У ньому застосовують спеціальні обкладинки й електроліт (рис. 2.9). Найчастіше іоністори застосовують для електроживлення мікросхем пам’яті. Крім того, їх застосовують у колах фільтрації й згладжувальних фільтрах.

 

Рис. 2.9 Конструкція іоністора

 

Максимально допустиме значення напруги іоністора залежить від виду застосованого електроліту. Для отримання вищої робочої напруги, іоністори з’єднують послідовно; параметри іоністорів в такому з’єднанні мають бути дуже близькими.

Внутрішній опір R_вн іоністора розраховують за формулою:

 

                                                                (2.6)

 

де R_вн  –  внутрішній опір;

         U_ном – номінальна напруга іоністора;

         I_кз    –  струм короткого замикання.

 

Основні характеристики деяких іоністорів наведено в табл. 2.3.

Таблиця 2.3

Основні характеристики іоністорів

 

Довговічність іоністора залежить від умов експлуатації. Так, за умови роботи з номінальною напругою U_ном та температурою навколишнього середовища +70°С гарантована довговічність складає 500 годин. За умови роботи з напругою 0,8U_ном вона може бути збільшена до 5000 годин. Якщо ж напруга на іоністорі не перевищує 0,6 U_ном, а температура навколишнього середовища +40°С, то іоністор справно працюватиме не менше 40000 годин.

Схему під’єднання іоністора як резервного джерела живлення наведено на рис. 2.10. Діод VD1 запобігає розряджанню іоністора С1, якщо U_живл=0. Резистор R1 обмежує зарядний струм іоністора, й захищає джерело живлення від перевантаження під час вмикання. Він не потрібен, якщо джерело електроживлення витримує короткочасне навантаження струмом 100...250 мА.

У багатьох випадках іоністор замінює вбудовані в прилад резервні джерела електроживлення. Також іоністор є перспективним як накопичувач енергії під час роботи спільно з сонячними батареями. В цьому стані особливо важлива його некритичність до режиму заряджання, практично необмежене число циклів заряджання-розряджання.

           

Рис. 2.10 Схема включення іоністора як резервного джерела живлення

 

На рис. 2.11 наведено типові характеристики саморозряджання іоністорів для опорів від 27 кОм до 1 МОм, та в режимі холостого ходу (режим зберігання).

           

Рис. 2.11 Типові характеристики саморозряджання іоністорів

 

Іоністори можуть працювати як буфер з батареями з метою захисту їх від різких перепадів навантажувального струму: при низькому струмі навантаження батарея заряджає суперконденсатор. Якщо струм різко зросте, іоністор віддасть накопичену енергію, й зменшить навантаження на батарею. За таких умов застосування його розташовано безпосередньо біля акумуляторної батареї або всередині її корпусу.

Переваги іонисторів:

·          широкий діапазон робочих температур: -25...+70°С;

·          низький внутрішній опір;

·          швидкий заряд (декілька секунд);

·          робота за напруги, що не перевищує номінальну;

·          відсутність необхідності контролю за режимом заряджання;

·          застосування простих методів заряджання;

·          великий термін служби;

·          низька вартість.

Недоліки іоністорів:

·          низька енергетична густина;

·          низька напруга для окремих типів іоністорів;

·          для одержання необхідної напруги необхідно послідовне включення не менше трьох іоністорів;

·          високе саморозряджання.

За умови застосування іоністорів у схемах електронних пристроїв, принципіальна схема їх заряду є досить простою, оскільки іоністори допускають значне змінення струму заряджання.

 

2.6.   Режими заряджання та розряджання акумуляторних батарей

 

Порівняння режимів заряджання

У таблиці 2.4 наведено еквівалентні схеми, параметри контролю, основні переваги й особливості методів заряджання. Обґрунтування вибору методу заряджання виконаємо порівнянням основних характеристик.

Режим квазі-усталеного струму характеризується тим, що на початку заряду напруга батареї u має мінімальне значення, струм заряджання i максимальний; в процесі заряджання батареї напруга зростає, а струм заряджання зменшується. Величина обмежувального опору R визначає максимальний струм заряджання батареї на початку періоду на рівні 0,1С (де С – ємність акумулятора в А∙год, а 0,1 – коефіцієнт у год^–1).

Двоінтервальні режими заряджання характеризуються розбивкою часу заряджання на два інтервали. Відмінність режимів полягає в організації контролю закінчення першого інтервалу, у той час як на другому інтервалі у всіх режимах здійснюється компенсація саморозряджання батареї струмом 0,05С…0,033С.

У режимі заряджання за часом на першому жорстко заданому інтервалі відбувається основне заряджання батареї струмом 0,2С; тривалість інтервалів контролюється таймером, що входить до складу системи. У режимі заряджання з контролем спаду напруги на першому інтервалі заряджання здійснюється постійним струмом 0,5С…1С й ознакою його закінчення є спад напруги батареї, що становить 15…20 мВ на один елемент і визначається за допомогою компаратора.

У режимі контролю градієнта температури батареї  на першому інтервалі відбувається основне заряджання струмом 0,5С…1С, ознакою закінчення якого є зростання градієнта температури батареї внаслідок електролізу води, що супроводжується виділенням тепла й контроль над яким здійснюється датчиком температури Т, що входить до складу системи.

Режим з безперервним підзаряджанням батареї, або режим заряджання батареї в буферному режимі характеризують безперервним заряджанням невеликим струмом, що не здатний спричинити ефект перезарядження й підтримує батарею в максимально зарядженому стані. Значення струму заряджання вибирають з урахуванням періодичності застосування батареї – при частому застосуванні контролер, що веде статистику роботи батареї, установлює струм заряджання 0,033С…0,05С, а за умови нечастого використання – 0,02С…0,033С. Якщо зникне зовнішнє живлення, заряджена батарея підключається до навантажувального кола через реле, яке вмикає система керування. Даний режим також відносять до двоінтервальних, але, на відміну від попередніх, у ньому жорстко обмежується час розряджання.

У режимі імпульсного заряджання батарею заряджають імпульсами струму з постійною амплітудою, рівної 2С. Між імпульсами струму є короткі паузи (rest-періоди), протягом яких батарея перебуває в стані спокою, і які дозволяють хімічним реакціям у батареї рівномірно розподілятися по всій поверхні електродів. Така форма струму частково запобігає ефекту пам’яті, проявом якого є в зменшенні реальної ємності акумулятора в процесі експлуатації.

Таблиця 2.4

Характеристики методів заряджання акумуляторів

№ п. п.	Метод		Криві заряджання	Еквівалентна схема	Переваги	Недоліки
1	2		3	4	5	6
1	Квазі- усталеного струму				проста конструкція системи заряджання	тривалий час заряджання; більші втрати на обмежувальному резисторі R
2	Двоінтервальні методи	Заряджання за часом			проста конструкція системи заряджання	не враховано ступінь початкового рівня розряду батареї
3		Контроль спаду  напруги			висока швидкість заряджання	можливі помилки під час визначення часу завершення заряджання, внаслідок чого можливе перезаряджання акумулятора (виділення активної маси з елемента, що призводить до виходу його з ладу)
4		Контроль градієнта температури			висока швидкість заряджаня; надійність визначення закінчення заряджання	необхідність  у вбудованому в батарею датчика температури
5		З безперервним підзарядкжаням батареї			простота конструкції; низька вартість системи заряджання	відсутність контролю за процесом заряджання

 

 

 

 

 

 

Продовження табл. 2.4

 

Режим заряджання імпульсним асиметричним струмом, або метод імпульсного заряджання зі зворотним викидом характеризують заряджанням батареї імпульсами струму з постійною амплітудою, рівної 2С, між якими є короткі паузи, а також імпульси розрядного струму з амплітудою 10С. Завдяки таким імпульсам розряджання кисень, що виділяється в процесі заряджання батареї, видаляють з реагуючої пластини, що запобігає її окислюванню й подовжує термін служби батареї. Для визначення закінчення заряджання батареї в останніх двох режимах може використатися ознака спаду напруги та (або) ознака градієнта температури.

Для кожного джерела струму існують оптимальні рекомендовані режими розряджання, за яких він спроможний віддати максимальну енергію. Для визначення типу акумулятора та розрахунку їх кількості використовують криві розряджання. Значення I_p та U_р  задають умови роботи споживача; особливості експлуатації роботи апаратури визначають тривалості t_p кожного з можливих режимів роботи апаратури. Сума добутків I_рt_р відповідає необхідній ємності розряду С_р. Зі значень U_р та І_р за кривими розряджання знаходять ємність розряджання С_р, яку забезпечують хімічні джерела струму.

У ХДС має місце процес саморозряджання (втрата енергії, що обумовлена протіканням в джерелі внутрішніх неперервних процесів), незалежно від того, віддають вони енергію споживачу або ні. Низький рівень саморозряджання є одним із показників ефективності батареї. Можливі випадки, коли джерело малої ємності з меншим саморозряджанням за добу може бути кращим ніж джерело з більшою ємністю, але з більшим саморозряджанням.

Для акумуляторів саморозряджання визначають відсотком від номінальної ємності, втраченої за нормований час, коли акумулятор перебуває у неробочому стані. Для первинних елементів мірою саморозряджання є його зберігання.

На рис. 2.11 наведено дані, щодо змінення номінальної ємності від кількості циклів заряджання-розряджання для різних режимів заряджання.

 

Рис. 2.12 Залежність ємності акумулятора від

кількості циклів заряджання/розряджання

2.7.   Термін служби акумуляторних батарей

 

Термін служби (термін експлуатації) акумулятора прийнято оцінювати за кількістю циклів заряджання/розряджання, які він допускає в процесі експлуатації без значного погіршення своїх основних параметрів: ємності, саморозряджання і внутрішнього опору. Термін служби залежить від багатьох чинників: методів заряджання, глибини розряджання, процедури обслуговування або його відсутності, температури і хімічної природи акумулятора. Крім того, термін служби визначають часом з дати виготовлення акумулятора, особливо для LI-Ion акумуляторів. Вважають, що акумулятор вийшов з ладу, якщо його ємність зменшилась до 60–80% від номінального значення.

Втрати ємності визначають за формулою:

                                                                                           (2.8)

 

де       - втрати ємності за добу;

          - ємність ХДС до зберігання;

          - ємність ХДС після зберігання;

          - термін зберігання, діб.

 

Які ж числові значення терміну служби для різних акумуляторів? За критерій вибрано зменшення реальної ємності акумулятора в процесі проведення циклів заряджання/розряджання до 80% від номінального значення. Нижче наведено терміни служби для деяких акумуляторів (дивись Табл 2.2):

·          Ni-Сd (нікель–кадмієві) – 1500 циклів заряджання/розряджання (за умови правильного і регулярного обслуговування число робочих циклів заряд може досягати 4000);

·          NI-MH (нікель–металгідридні) – 500 циклів заряджання/розряджання;

·          LI-Ion (літій–іонні) – 500...1000 циклів заряджання/розряджання;

·          LI-Pol (літій–полімерні) – 100...150 циклів заряджання/розряджання.

 

Таким чином, найбільшу кількість циклів заряджання/розряджання забезпечують нікель–кадмієві акумулятори, але вони ж найбільш вимогливі в обслуговувані. Слід зазначити, що відлагоджена технологія і надійна робота забезпечили цьому типу акумуляторів широке розповсюдження для живлення портативної техніки і устаткування. Крім того вони мають найменшу вартість в перерахунку на один цикл заряджання/розряджання.

Найменша кількість максимально допустимих циклів у літій–полімерних акумуляторів.

Літій–іонні акумулятори мають найбільш сприйнятливий термін служби: від 500 до 1000 циклів, або два роки з моменту виготовлення.

2.8.   Техічні характеристики та термін роботи акумуляторів мобільних телефонів.

 

У таблиці 2.5 додатково вказані приблизні дані терміну роботи та інші характеристики мобільних телефонів під час реалізації різних функцій порівняно з режимом очікування:

·          1 хвилина роботи підсвічування1 годині у режимі очікування;

·          10 секунд роботи з меню15 хвилинам в режимі очікування;

·          1 хвилина приймання інформації  з мережі30 хвилинам очікування;

·          1 регеєстрація на наступній БС1 годині очікування;

·          включення телефону з подальшим пошуком і регеєстрації в мережі2годинам очікування.

Сучасні телефони, як правило, застосовують адаптивне налаштування рівня потужності в режимі розмови (Active mode), тобто залежно від відстані до базової станції потужність буде автоматично регулюватися для підтримання на незмінному рівні відношення сигналу до шуму (С/Ш). Також сила струму залежить від того, яка інформація передається через канал зв’язку, оскільки під час передачі даних (режим GPRS) потрібний рівень С/Ш повинен бути на 2 дБ більший ніж під час передачі голоса.

У режимі розмови сила струму телефона в середньому прийнято від 200 до 450 мА . Якщо в середньому струм у режимі очікування 3…5 мА, то дані роботи щодо різних функцій телефону порівняно з режимом очікування, відповідно, можно визначити так:

 

·          1 хвилина роботи підсвічування20 мА;

·          10 секунд роботи з меню5 мА;

·          1 хвилина приймання інформації  з мережі10 мА;

·          1 регеєстрація на наступній БС20 мА;

·          включення телефону з подальшим пошуком і регеєстрації в мережі40 мА.

Але в режимі очікування (Idle mode) струм може доходити і до 20 мА. Все залежить від яскравосні підсвічування та відстані до БС.

Акумуляторні батареї, які зараз застосовують у портативних пристроях (мобільні телефони, КПК, плеєри та інші) мають ємність від 500 мАгод до 1550 мАгод.

 

Таблиця 2.5

Технічні характеристики акумуляторів деяких мобільних телефонів.

Модель телефона	Тип акумулятора	Модель акумулятора	Ємність, мАгод	Напруга, В	Час роботи (очікування/розмова), год
Nokia N95	Li-Ion	BL-5F	950	3,7	240/6
Nokia N73	Li-Pol	BP-6M	1100	3,7	350/4
Nokia 7373	Li-Ion	BL-4B	700	3,7	250/2
Sony-Ericsson K850i	Li-Pol	BST-38	930	3,6	400/9
Sony-Eicsson K750i	Li-Pol	BST-37	900	3,6	360/7
Motorola RAZR2 V8	Li-Ion	BX40	950	3,6	260/3

 

 

2.9.   Висновки

 

1.        Хімічним джерелом струму називають пристрій, в якому енергія хімічної реакції перетворюється безпосередньо в електричну енергію.

2.        Гальванічним елементом називають пристрій, який складено з двох електродів та іонопровідного електроліту.

3.        Акумуляторами називають ХДС, які дозволяють повторне заряджання під час пропускання струму від зовнішнього кола в зворотному напрямі, що відновлює активні речовини (реагенти). Такі ХДС також називають вторинними (реверсивними або зворотними).

4.        Заряджання акумулятора – це процес перетворення електричної енергії в енергію, що поглинають реагенти ХДС, внаслідок чого протікає відновлювальна хімічна реакція, а розряд акумулятора – це процес емісії електричної енергії в результаті окислювальної хімічної реакції. Процес розряджання є зворотним до процесу заряджання, коли акумулятор віддає заряд у зовнішнє електричне коло споживачеві електроенергії.

5.        За особливостями застосування ХДС розділяють на первинні; вторинні, або акумуляторні; паливні елементи; комбіновані; відновлювані.

6.        За конструктивними особливостями ХДС класифікують за такими ознаками: тип реагентів; спосіб герметизації; тип електролітичного розчину; тип сепаратора.

7.       Електрод, на якому протікає окислювальний процес (з виділенням електронів) та через який струм протікає в електроліт – називають анодом. Електрод, на якому протікає відновлювальний процес, та до якого струм надходить з електроліту – називають катодом.

8.        Напруга розряджання ХДС – це номінальне значення напруги, що встановлюється між виводами джерела за під’єднанням навантажувального кола.

9.        Основні типи гальванічних елементів поділяють на вугільно-цинкові елементи, лугові елементи, ртутні елементи, літієві елементи.

10.   Ємність акумулятора – це фізична величина, що дорівнює максимальному заряду в кулонах (ампер годинах) (1Агод = 3600Кл ), який акумулятор здатен віддати під час проходження процесу розряджання до визначеного кінцевого значення напруги.

11.   Акумулятори слід обирати за такими параметрами: коефіцієнт віддачі – це відношення кількості електрики в кулонах, що віддає акумулятор під час повного розряджання, до кількості електрики, отриманої під час заряджання; коефіцієнт корисної дії акумулятора – це відношення заряду, який він спроможний віддати навантажувальному колу під час процесу розряджання, до кількості отриманого ним заряду під час заряджання.

12.   У пристроях радіозв’язку знайшли застосування такі типи акумуляторів: нікель-кадмієві (Ni-Cd), нікель-металгідридні (Ni-MH), літій-іонні (Li-Ion), літій-полімерні (Li-polymer), герметичні свинцево-кислотні (SLA).

13.   Важливою характеристикою акумуляторів є, так званий, «ефект пам’яті», який полягає у зменшенні номінальної ємності акумуляторної батареї, коли акумулятор не завершує повного циклу заряджання/розряджання.

14.   Альтернативою акумуляторним батареям є іоністори або конденсатори, заряд у якому накопичується на межі розподілу двох середовищ – електроду й електроліту. Вони мають малий час заряджання, необмежену кількість циклів заряджання та розряджання, та широкий діапазон робочих температур.

15.   В ХДС має місце ефект саморозряджання (зниження електричної ємності батареї з часом), що спричинено наявністю активних речовин, які за певних зовнішніх умов тимчасово стають нестійкими (проходять бічні хімічні реакції); корозією електродів за тривалий проміжок часу (особливо проявляється для елементів з частковою герметизацією та з електролітами на основі водних розчинів).

16.   Термін служби (термін експлуатації) акумулятора прийнято оцінювати за кількістю циклів заряджання/розряджання, які він витримує в процесі експлуатації без значного погіршення своїх основних параметрів: ємності, саморозряджання і внутрішнього опору. Термін служби залежить від багатьох чинників: методу заряджання, глибини розряджання, процедури обслуговування або її відсутності, температури та хімічної природи акумулятора.

 

2.10.                Контрольні завдання та питання:

 

2        Які вироби називають  хімічними джерелами струму?

а) пристрій, в якому енергія хімічної реакції перетворюється безпосередньо в електричну енергію;

б) пристрій, який складено з двох електродів та іонопровідного електроліту;

в) пристрій, який дозволяє повторне заряджання батареї.

3        В чому полягає відмінність між гальванічною батареєю та акумулятором?

4        Як називають процес перетворення електричної енергії в енергію, що поглинають реагенти ХДС.

а) розряджання акумулятора;

б) саморозряджання акумулятора;

в) заряджання акумулятора.

5        Наведіть класифікацію хімічних джерел струму.

6        Що визначає основні електричні характеристики гальванічних елементів?

7        Наведіть визначення напруги розряджання ХДС.

8        Наведіть визначення ємності розряджання ХДС, наведіть розрахункову формулу.

а) максимальна кількість електричної енергії, що споживає навантажувальне коло до повного розряджання джерела;

б) відсоток від номінальної ємності, втраченої за нормований час, коли акумулятор перебуває у неробочому стані;

9        Які типи гальванічних елементів існують та в чому полягають їх особливості?

10   Назвіть основні параметри акумуляторів.

11   Як визначають ємність акумулятора?

а) відношення кількості струму, що віддає акумулятор під час повного розряджання, до кількості струму, отриманого під час заряджання;

б) максимальний заряд, який акумулятор здатен віддати під час проходження процесу розряджання до визначеного кінцевого значення напруги;

в) відношення заряду, який він здатен віддати колу навантаження, під час процесу розряджання до кількості отриманого ним заряду під час заряджання.

12   Як скласти батарею великої ємності з номінальною напругою одного акумулятора, і сумарною ємністю всіх акумуляторів?

а) паралельно;

б) послідовно.

13   Назвіть основні типи акумуляторних батарей.

а) вугільно-цинкові, лугові, ртутні, літієві;

б) нікель-кадмієві, нікель-металгідридні, літій-іонні, літій-полімерні, герметичні свинце-во-кислотні.

14   Які особливості нікель-кадмієвих акумуляторів?

15   Які особливості нікель-металгідридних акумуляторів?

16   Які особливості літій-іонних акумуляторних батарей?

17   Наведіть основні переваги та недоліки літій-полімерних акумуляторів.

18   Дайте визначення іоністора, поясніть його конструкцію.

19   Які переваги та недоліки іоністорів Ви знаєте?

20   Як називають джерело постійного струму, у вихідне коло якого послідовно включено елемент, що забезпечує обмеження сили струму заряджання до необхідного значення.

а) хімічне джерело струму;

б) гальванічний елемент;

в) зарядний пристрій.

21   Наведіть режими заряджання акумуляторних батарей та порівняйте їх.

22   Наведіть криву розряджання, що є загальною для хімічних джерел струму.

23   Як визначають термін служби акумуляторних батарей.

а) проміжком часу, за який основні параметри акумуляторів погіршуються більше допустимого рівня;

б) кількістю циклів заряджання/розряджання, які він витримує в процесі експлуатації без значного погіршення своїх основних параметрів

 

2.11.                Задачі для самопідготовки:

 

Задача № 2.1

Дано: Li-Ion акумулятор ємністю 850 мАгод розряджено до 20 % від номінальної ємності. Його заряджають в режимі імпульсного заряджання.

Визначити: необхідний час заряджання до номінальної ємності. Порівняти отримані дані з даними для режиму квазі-усталеного струму.

Стратегія:

Ємність заряджання визначають як:

,

звідси:

Ємність, на яку потрібно зарядити акумулятор:

,

де Q – номінальна ємність акумулятора;

– залишкова ємність акумулятора.

 

Струм, для імпульсного режиму визначають за формулою:

.

Для режиму квазі-усталеного струму:

.

 

Розв’язок:

;

.

Час заряджання для імпульсного режиму:

Час заряджання для режиму квазі-усталеного струму:

 

Відповідь: 24 хв. та 8 год.

 

Задача № 2.2

Дано: Li-Ion акумулятор ємністю 900 мАгод та напругою 3.7 В розряджено до 50 % від номінальної ємності. Його заряджають в режимі імпульсного заряджання.

Визначити: необхідний час заряджання до номінальної ємності. Порівняти отримані дані з даними для режиму квазі-усталеного струму.

 

Відповідь:  а) 15 хв. та 5 год.

                    б) 30 хв. та 4.15 год.

                    в) 7 хв. та 4 год.

 

Задача № 2.3

Дано: Li- Polimer акумулятор ємністю 1200 мАгод розряджено до 15 % від номінальної ємності. Його заряджають в режимі імпульсного заряджання.

Визначити: необхідний час заряджання до номінальної ємності. Порівняти отримані дані з даними для режиму квазі-усталеного струму.

 

Відповідь: а) 15,5 хв. та 4,4 год.

                   б) 22,3 хв. та 7,8 год.

                   в) 25,5 хв. та 8,5 год.

 

Задача № 2.4

Дано: саморозряджання акумулятора становить 30%. Через 2 доби ємність акумулятора становила 100 мАгод.

Визначити: ємність акумулятора до зберігання

 

Стратегія: :,

 

де       - ємність ХДС до зберігання;

          - ємність ХДС після зберігання;

          t- термін зберігання, діб.

Розв’язок:

 

 

Відповідь: 250 мАгод.

 

Задача № 2.5

Дано: саморозряджання акумулятора становить 30%. Через 3 доби ємність акумулятора становила 200 мАгод.

Визначити: ємність акумулятора до зберігання

 

Відповідь: а) 250 мАгод.

                   б) 2000 мАгод.

                   в) 1200 мАгод.

 

Задача № 2.6

Дано: ємність розряджання хімічного джерела струму становить 300 мАгод, середнє значення напруги джерела 1 В.

Визначити: енергію, яку віддає хімічне джерело струму (за умови, що ).

Стратегія: якщо , то енергію джерела визначають за формулою:

 

,

 

Розв’язок:

Відповідь: 0,3 Дж.

 

 

Задача № 2.7

Дано: ємність розряджання хімічного джерела струму становить 500 мАгод, середнє значення напруги джерела 1,5 В.

Визначити: енергію, яку віддає хімічне джерело струму (за умови, що ).

 

Відповідь: а) 0,3 Дж.

                   б) 3 Дж.

                   в) 0,75 Дж.

 

Задача № 2.8

Дано: розрядна ємність акумулятора 750 мАгод, габаритні розміри акумулятора: a = 5 мм, b = 35 мм, с = 50 мм.

Визначити: питому ємність акумулятора за об’ємом.

Стратегія:

де      - питома ємність акумулятора за об’ємом;

          - ємність розряджання;

         V - повний об’єм ХДС, м³.

Розв’язок:

 

Відповідь:

 

Задача № 2.9

Дано: розрядна ємність акумулятора 1000 мАгод, габаритні розміри акумулятора: a = 6 мм, b = 40 мм, с = 40 мм.

Визначити: питому ємність акумулятора за об’ємом.

 

Відповідь: а)

                   б)

                   в)

 

 

 

Задача № 2.10

Дано: ЕРС батареї , внутрішній опір  = 3 Ом. Потужність, яка розсіюється в зовнішньому колі Р₁ = 16 Вт.

Визначити: значення опору зовнішньої частини кола та ККД батареї η

Стратегія: потужність в навантажувальному колі (корисна потужність):

де R – зовнішній опір.

Силу струму знайдемо за законом Ома для замкненого кола:

.

Тоді

 

Розв’язок: підставимо числові значення заданих величин в отримане квадратне рівняння і знайдемо R:

 

ККД може мати два значення, що відповідають двом значенням зовнішнього опору:

 

Для приклада були підставлені два корені рівняння і знайдені, відповідно, два значення ККД. На практиці, в залежності від того, що важливіше у конкретній задачі: значення опору кола або значення ККД, беремо той чи інший корень рівняння.

 

Відповідь: 

 

Задача № 2.11

Дано: ЕРС батареї , внутрішній опір  = 4 Ом. Потужність, яка розсіюється в зовнішньому колі Р₁ = 15 Вт.

Визначити: значення опору зовнішньої частини кола та ККД батареї η. Взяти менше значення опору (Рахувати до сотих)

 

Відповідь: а)   

                   б)   

                   в)   

               

Задача № 2.12

Дано: внутрішній опір  = 2 Ом, ЕРС батареї . Потужність, яка розсіюється в зовнішньому колі Р₁ = 7 Вт. 

Визначити: значення опору зовнішньої частини кола та ККД батареї η. Потрібне максимальне значення ККД (Обчислення проводити до сотих)

 

Відповідь: а)   

                   б)   

                   в)   

 

 

Задача № 2.13

Дано: ємність хімічного джерела струму до зберігання була 600 мАгод. Через тиждень зберігання ємність зменшилась на 300 мАгод.

Визначити: коєфіцієнт саморозряджання хімічного джерела струму

Стратегія:,

 

де       - ємність ХДС до зберігання;

          - ємність ХДС після зберігання;

          t- термін зберігання, діб.

Розв’язок:.

 

Відповідь: 7,14 %

 

Задача № 2.14

Дано: ємність хімічного джерела струму до зберігання була 750 мАгод. Через 5 днів зберігання ємність зменшилась на 480 мАгод.

Визначити: коєфіцієнт саморозряджання хімічного джерела струму

 

Відповідь: а) 12 %.

                   б) 8,1 %.

                   в) 7,2 %.

 

Задача № 2.15

Дано: ємність хімічного джерела струму до зберігання була 800 мАгод. Через 10 днів зберігання ємність зменшилась на 40%.

Визначити: коєфіцієнт саморозряджання хімічного джерела струму.

 

Відповідь: а) 5 %.

                   б) 6 %.

                   в) 7 %.

 

Задача № 2.16

Дано: початкова ємність акумулятора 1100 мАгод. Середні втрати ємності за добу батарей для живлення радіоапаратури – 0,5 ... 0,7 %.

Визначити: залишкову ємність акумулятора після зберігання протягом 30 діб.

Стратегія: втрати ємності визначають за формулою

де       - втрати ємності за добу;

          - ємність ХДС до зберігання;

          - ємність ХДС після зберігання;

          t- термін зберігання, діб.

Розв’язок:

 

 

Відповідь: 869 … 935 мАгод.

 

Задача № 2.17

Дано: початкова ємність акумулятора 1200 мАгод. Середні втрати ємності за добу батарей для живлення радіоапаратури – 0,7 ... 0,9 %.

Визначити: залишкову ємність акумулятора після зберігання протягом 40 діб.

 

Відповідь: а) 869 … 935 мАгод.

                   б) 864 … 768 мАгод.

                   в) 349 … 457 мАгод.

 

Задача № 2.18

Дано: Визначити розрядну ємність батареї за добу, якщо відомо, що розрядний струм І_р = 5 мА.  Знайти опір батареї (через значення розрядної ємності) за умови, якщо розрядна напруга .

Визначити: розрядну ємність, опір батареї.

Стратегія: розрядну ємність визначають (за умови, що ):

,

де       - ємність розряджання, Агод;

          - струм розряджання, А;

          - час розряджання, год.

 

Розв’язок:;

.

 

Відповідь: 120 мАгод; 100 Ом.

 

Задача № 2.19

Дано: Визначити розрядну ємність батареї за добу, якщо відомо, що розрядний струм І_р = 8 мА.  Знайти опір батареї (через значення розрядної ємності) за умови, якщо розрядна напруга .

Визначити: розрядну ємність, опір батареї.

 

Відповідь: а) 117 мАгод; 100 Ом.

                   б) 192 мАгод; 125 Ом.

                   в) 231 мАгод; 112 Ом.

 

Задача № 2.20

Дано: Визначити розрядну ємність батареї за добу, якщо відомо, що розрядний струм І_р = 15 мА.  Знайти опір батареї (через значення розрядної ємності) за умови, якщо розрядна напруга .

Визначити: розрядну ємність, опір батареї.

 

Відповідь: а) 150 мАгод; 360 Ом.

                   б) 240 мАгод; 150 Ом.

                   в) 360 мАгод; 240 Ом.

 

Задача № 2.21

Дано: іоністор 58-96 з номінальною напругою 6,3 В (використати дані табл. 2.2).

Визначити: час розряджання

Стратегія:

 

 

 

За законом Ома визначимо силу струму, що протікає через іоністор:

Ємність розряджання визначають

,

звідси:

Розв’язок:

 

Відповідь: 9 годин.

 

Задача № 2.22

Дано: іоністор 58-9а з номінальною напругою 2,5 В, масою 2 г. (використати дані табл. 2.2).

Визначити: час розряджання

 

Відповідь: а) 24 годин.

                   б) 8 годин.

                   в) 15 годин.

 

 

 

 

Задача № 2.23

Дано: іоністор 58-98 з внутрішнім опором  (використати дані табл. 2.2).

Визначити: час розряджання

 

Відповідь: а) 6,45 год.

                   б) 7,55 год.

                   в) 8,85 год.

 

Задача № 2.24

Дано: акумулятор заряджають струмом 50 мА протягом 3 годин

Визначити: Визначити ємність заряджання.

Стратегія: ,

де       - ємність заряджання;

          - струм заряджання;

          - час заряджання, год.

Розв’язок: .

Відповідь: .

 

Задача № 2.25

Дано: акумулятор заряджають струмом 60 мА протягом 6 годин

Визначити: Визначити ємність заряджання.

 

Відповідь: а) 500 мАгод.

                   б) 750 мАгод.

                   в)360 мАгод.

 

Задача № 2.26

Дано: акумулятор заряджають струмом 50 мА. Ємність заряджання

Визначити: визначити час заряджання.

 

Відповідь: а) 12 год.

                   б) 8 год.

                   в) 6 год.

 

Задача № 2.27

Дано: розрядна ємність акумулятора 750 мАгод, маса 25 г.

Визначити: питому ємність літій-іонного акумулятора за масою.

Стратегія:

де      - питома ємність акумулятора за масою;

          - ємність розряджання;

         G - повна маса ХДС, кг.

Розв’язок:

Відповідь:

 

Задача № 2.28

Дано: розрядна ємність акумулятора 800 мАгод, маса 30 г.

Визначити: питому ємність літій-іонного акумулятора за масою.

 

Відповід : а)

                  б)

                  в)

 

Задача № 2.29

Дано: розрядна ємність акумулятора 950 мАгод, маса 40 г.

Визначити: питому ємність літій-іонного акумулятора за масою.

 

Відповідь: а)  

                   б)

                   в)

 

Задача № 2.30

Дано: Користувач мобільного телефону за добу здійснює 5 дзвінків тривалістю 2 хвилини. Сила струму в режимі розмови 200мА у мінімальному режимі та 450 мА у максимальному, в режимі очікування – 10 мА. Ємність Ni-Mn акумулятора 1000 мАгод.

Визначити: час розряджання Ni-Mn акумуляторної батареї.

Стратегія:

Ємність розряджання визначають як:

.

 

Ємність розряджання за добу визначимо за формулою:

.

Саморозряджання Ni-Mn акумулятора – 30 % за місяць, тобто приблизно 1 % за добу.

Ємність розряджання за добу з урахуванням ефекту саморозряджання:

.

 

Розв’язок:

;

.

.

 

Якщо ємність розряджання за добу приблизно становить 325 мАгод, то час розряджання акумулятора визначимо як:

 

Відповідь: 3 доби 2 години.

 

Задача № 2.31

Дано: Користувач мобільного телефону за добу здійснює 10 дзвінків тривалістю 5 хвилини. Сила струму в режимі розмови до 500 мА, в режимі очікування – 12 мА. Ємність Li-Polimer акумулятора 1200 мАгод.

Визначити: час розряджання Li-Polimer акумуляторної батареї.

 

Відповідь: а) 2 доба 4 годин.

                   б) 3 доби 2 години.

                   в) 1 доба 8 годин.

 

 

 

Далі визначимо призначення, принцип дії, схемотехніку та особливості розрахунків головного функціонального вузла ДВЕЖ – випрямляча.

 

 

РОЗДІЛ 3.                     ВИПРЯМЛЯЧI ДВЕЖ ДЛЯ ЕЛЕКТРОННОЇ АПАРАТУРИ

3.1 Основні схеми випрямлячів

3.1.1 Класифiкацiя випрямлячів

3.1.2 Однофазний однотактний випрямлячі з еквівалентом активного характеру навантаження

3.1.3 Двофазний однотактний випрямлячі (однофазний двонапiвперiодний, однофазний з відводом від середньої точки вторинної обмотки  трансформатора) з еквівалентом активного навантаження

3.1.4 Однофазний двотактний випрямляч (мостовий, за схемою Греца)

3.1.5 Однофазний двотактний випрямляч із подвоєнням напруги (випрямляч за схемою Латура)

3.1.6 Випрямлячі з помноженням випрямленої напруги більш ніж у два  рази

3.1.7 Трифазний однотактний випрямляч (за  схемою Міткевича)

3.1.8 Трифазний двотактний випрямляч (мостовий, за схемою Ларіонова)

3.2 Особливості функціонування та розрахунку випрямлячів за різного характеру навантаження

3.2.1 Робота випрямляча за умови  ємнісного характеру  навантаження

3.2.2 Робота випрямляча за умови  індуктивного характеру  навантаження

3.2.3 Особливості роботи випрямляча за умови змішаного характеру  навантаження

3.3 Висновки

3.4 Контрольні завдання та питання

 

Під час роботи з матеріалом цього розділу

та після її завершення, ви  маєте

 

Знати:

·       основні схеми випрямлячів;

·       особливості роботи випрямляча за умов активного, індуктивного, ємнісного, змішаного характеру навантаження;

·       значення коефіцієнтів пульсації для різних випрямлячів;

·       основні критерії вибору вентилів;

·       основні розрахункові відношення між струмами та напругами для різних випрямлячів.

 

Вміти:

 

·       накреслити схеми та часові діаграми для різних випрямлячів за умов різного характеру навантаження;

·          аналізувати властивості випрямлячів з метою обґрунтованого вибору схеми та режиму роботи випрямляча;

·          розрахувати випрямляч та визначити параметри необхідні для розрахунку або вибору трансформатора з типового ряду;

·          скласти технічне завдання для проектування випрямляча;

·          виконати експериментальне дослідження випрямляча;

·          налагодити або відремонтувати випрямляч.

 

3.1.   Основні схеми випрямлячів

 

3.1.1.        Класифiкацiя випрямлячів

Класифікацію випрямлячів (рис.3.1) наводять за такими ознаками:

1.         характеристика електричної мережі живлення: одно- або трифазна з номінальною напругою 220 В, 230 В, 380 В або 410 В та частотою 50 Гц , 60 Гц або 400 Гц;

2.         кiлькiсть фаз у вторинному колі;

3.         кiлькiсть iмпульсiв струму у фазі вторинного кола за один період напруги мережі живлення;

4.         особливості топології.

Класифікацію випрямлячів наведено на рис 3.1.

Рис. 3.1 Класифiкацiя

 випрямлячів

 

Випрямлячі бувають прості, складні та з проміжним перетворенням частоти.

Прості схеми складаються з однієї випрямної секції.

У складних схемах дві або більше випрямних секцій, які сполучені послідовно або паралельно.

У схемах з проміжним перетворенням частоти напругу електроживлення спочатку перетворюють в напругу звукової або вищої частоти (схеми звукової частоти та високочастотні), яку випрямляють. Форма перетвореної напруги може бути синусоїдною, прямокутною або трапецоїдною тощо.

Прості схеми можуть бути однотактні, двотактні (мостові) та з множенням випрямленої напруги. У останніх використовують послідовне включення декількох однофазних випрямлячів, що працюють за умови спільної обмотки живлення. Це дозволяє отримати випрямлену напругу, яка у декілька разів перевищує амплітуду ЕРС вторинної обмотки трансформатора. Найпростішу схему випрямляча з множення напруги називають несиметричною; схему, складену з двох несиметричних – симетричною схемою. Випрямні схеми, складені з несиметричних і симетричних схем, називають комбінованими.

 

 

3.1.2.        Однофазний однотактний випрямляч (однофазний однонапівперіодний випрямляч). Засади розрахунку випрямлячів з еквівалентом активного навантаження

Схему однофазного однотактного випрямляча з еквівалентом активного навантаження R_н наведено на рисунку 3.2 а, часові діаграми струмів та напруг – на рисунку 3.2 б.

Для з’ясування сутності процесів у випрямлячі, вважатимемо його ідеальним, тобто спад напруги на активному опорі обмотки трансформатора TV1 й на вентилі VD1, а також зворотний струм вентиля i намагнiчувальний струм трансформатора відсутні.

Струм через навантажувальне коло  проходить тільки в ті інтервали часу, коли позитивний потенціал анода вентиля VD1 відносно загальної точки (шини) вищий, ніж потенціал його катода, тобто діод перебуває в провідному стані.

Рис. 3.2        Однофазний однотактний випрямляч з еквівалентом активного навантаження: а – схема електрична принципова; б – часові діаграми напруг та струмів (пунктиром зображено часові діаграми реального випрямляча)

 

 

Напруга на вторинній обмотці трансформатора , яка дорівнює n u_I (t), де n = w_I/w_II – коефіцієнт трансформації, w_I та w_II  - кількість витків первинної та вторинної обмоток відповідно, є синусоїдною за формою i змінює свою полярність через кожні пiвперiода напруги мережі живлення. Таким чином, у перший півперіод до вентиля підводять пряму напругу i через нього проходить струм , а у другий півперіод - зворотну напругу  i вентиль розімкнений, тобто .

Важливим параметром, який характеризує випрямляч, є коефіцієнт ефективності випрямляча за потужністю , тобто відношення середнього значення вихідної потужності Р_{вих.сер.} до дійового значення потужності на виході випрямляча Р_вих. :

 

k_P = Р_{вих.сер} / Р_вих. =(I_{вих.сер} /I_вих.)² = 0,405.                                     (3.1)

 

Під час порівняння випрямлячів, важливим також є коефіцієнт ефективності застосування трансформатора за потужністю. Його визначають стосовно первинної, вторинної обмоток та трансформатора у цілому:

 

                                    

 

                    (3.2)

 

 

де  – кiлькiсть фаз первинної i вторинної обмоток трансформатора.

Частота пульсацій напруги на виході випрямляча

 

                                                         ,                                        (3.3)

 

де  – коефіцієнт пульсацій (  для однотактних схем та – для двотактних), – частота струму мережі.

Коефіцієнт пульсацій напруги на виході випрямляча:

 

,

 

де  – амплітуда першої гармоніки вихідної напруги.

Зауважимо, що необхідно також визначити потужність розсіяння на діодах та їх характеристики перенавантаження для вибору відповідного запобіжника.

Слід нагадати, що випрямляч – це нелінійне коло, тобто параметри кола залежать від полярності і значення вхідних величин, спектральний склад вхідних та вихідних величин є різним (принциповим є формування складника нульової частоти – сталого складника).

Внаслідок нелінійності випрямляча існують різні значення потужностей:

·          потужність навантажувального кола – або фактична,  яка враховує всі складники Р_вих;

·          умовна потужність– з урахуванням лише сталих складових (нульової частоти);

·          середнє значення вихідної потужності Р_{вих сер};

·          трансформатора:

·          габаритна;

·          габаритна вторинної обмотки ;

·          габаритна первинної обмотки ;

·          типова (розрахункова) трансформатора .

Зазвичай  внаслідок наявності сталого складника вихідної напруги (струму).

Доведемо, чому добуток , де   – дійове значення відповідно напруги та сили струму визначає типорозмір трансформатора.

Для розрахунку моткових вузлів потрібно визначити кількість витків обмоток; переріз (діаметр) проводу; типорозмір магнітопроводу.

Кількість витків обмоток трансформатора визначають значення напруг первинної та вторинної (чи кількох вторинних) його обмоток, а також параметрами, що характеризують магнітні властивості й геометрію магнітопроводу.

Переріз проводу обмоток залежить від дієвих значень сили струму та допустимої густини струму, яка обумовлена класом нагрівостійкості ізоляції та умовами охолодження обмоток.

Типорозмір магнітопроводу вибирають з урахуванням розміщення його на осерді та у вікні необхідної кількості витків проводу.

У зв'язку з тим, що на розміри магнітопроводу впливають дійові значення напруги (визначає кількість витків) і сили струму (визначає переріз проводу), вводять поняття розрахункової (габаритної) потужності.

Процес у контурі, з індуктивною котушкою з кількістю витків W, до якої прикладено змінну напругу и, описує рівняння:

 

,                                                               (3.5)

де е – ЕРС самоіндукції, і – струм у котушці.

 

Згідно з законом електромагнітної індукції Фарадея:

 

е = - dΨ/dt = - w (dΦ/dt),                                                (3.6)

де Ψ – потокозчеплення, Φ – магнітний  потік, що перетинає витки котушки.

 

Без урахування втрат в котушці маємо

 

u =w (dΦ/dt) = w S_мп k_мп (dB/dt),                                        (3.7)

 

де S_мп – площа перерізу осердя котушки,  k_мп – коефіцієнт заповнення магнітопроводу активним матеріалом, В –магнітна індукція.

Для розв'язання цього рівняння знаходимо інтеграл у границях 0 < t < Т/2, при цьому магнітна індукція змінюється в межах від мінус В_max до В_max:

 

.                                                (3.8)

 

Після множення лівої та правої частини рівняння на 1/T, маємо

, де        f = 1/Т

                                             (3.9)

Звідки, враховуючи  коефіцієнт форми напруги k_ф =U/U _сер,отримаємо:

 

.                                                (3.10)

 

Вікно магнітопроводу площею  заповнено проводом, площа перерізу якого , тому кількість витків обмотки, за умови значення  коефіцієнту  заповнення вікна активним матеріалом = 0,15…0,4 (для кільцевого магнітопроводу) дорівнює:

 

.                                                       (3.11)

 

Переріз проводу розраховуємо  як відношення  дійового значення сили струму, що визначає нагрівання проводу, та допустимої густини струму j, яка визначається за умовами охолодження котушки та класом нагрівостійкості ізоляції:

 

                                                       (3.12)

 

Тоді з урахуванням (3.10):

 

,                                           (3.13)

 

де  добуток дійових значень напруги та струму  UI, який має розмірність потужності, пов'язаний з добутком площі перерізу магнітопроводу на площу його вікна S_мп. S_вк. та характеризує типорозмір магнітопроводу.

Враховуючи те, що вікно магнітопроводу ,приблизно, наполовину заповнено первинною обмоткою або вторинними обмотками, в праву частину формули (3.13) треба ввести множник 0,5, тоді

 

 ,                                             (3.14)

 

де вираз у дужках  характеризує розрахункові  потужності  первинної  та n вторинних обмоток трансформатора

З цього виразу випливає, що зростання частоти напруги за умови зберігання добутку UI призводить до зменшення добутку S_мп. S_вк., тобто  до зменшення розмірів трансформатора. Треба пам’ятати, що  вираз (3.14) спрощений, на практиці при виборі магнітопроводу необхідно враховувати втрати потужності, які з зростанням частоти напруги збільшуються,  що потребує збільшення площі поверхні охолодження трансформатора, тобто розмірів його магнітопроводу.

Наведемо алгоритм розрахунку випрямляча :

 

1.        Дано:

·          Середнє значення вихідної напруги U_{вих.сер.};

·          Значення сили струму навантажувального кола ;

·          Значення напруги первинної обмотки ;

·          Частота першої гармоніки випрямленої напруги ;

·          Кількість фаз у первинній обмотці трансформатора

 

2.        Визначити:

2.1 Дані для вибору діодів:

·              дійове значення сили прямого струму І_в.пр.;

·              пікове значення сили струму І_в.макс.;

·              значення зворотної напруга U_{зв.макс.};

·              потужність розсіювання.

2.2 Дані для вибору або розрахунку трансформатора:

·              дійове значення напруги у вторинній обмотці ;

·              дійове значення сили струму у вторинній обмотці ;

·              дійове значення сили струму у первинній обмотці ;

·              розрахункова потужність вторинної обмотки   Р_габІІ;

·               розрахункова потужність первинної обмотки  Р_габІ;

·              розрахункова потужність трансформатора  Р_тип.

3.        Стратегія:

Для визначення розрахункових коефіцієнтів необхідно з’ясувати співвідношення між заданими величинами (U_{вих.сер.}, І_н.сер.) та величинами, за значеннями яких можна вибрати діоди та вибрати або розрахувати трансформатор.

 

4.        Розв’язок (на прикладі однофазного однотактного випрямляча)

Вважаємо напруги на первинній i вторинній обмотках трансформатора такою, що змінюється за законом синусоїди, тобто:

u_I(t) = U_mIsin(ωt) ,                                                     (3.15)

                                                                                                   

u_II(t) = U_mIIsin(ωt) .

 

Для виведення основних розрахункових відношень необхідно визначити випрямлені напругу та струм, які співпадають за формою.

Сталі складники випрямлених струму та напруги характеризує їх середнє значення:

 

                                                   (3.16)

U_н.сер = U_mII/π = 0,32 U_mII.                                              

Дійове значення струму:

 

                                                         (3.17)

 

Дійове та амплітудне значення напруги вторинної обмотки зв’язані відомим для синусоїдного закону співвідношенням:

 

                                                                  (3.18)

 

Тоді значення розрахункових коефіцієнтів, які пов’язують задані та шукані величини:

 

               (3.19)                

Властивості однофазного однотактного випрямляча:

1.        За топологією ця схема є найпростішою;

2.        ;

3.       

4.        ;

5.       

6.        F=3,14;

7.       

8.        k_I = 0,371; k_II = 0,287; k_тр = 0,329;

9.        існує вимушене підмагнічування магнітопроводу трансформатора постійним струмом;

10.   застосовують за умови високих вихідних напруг та малих струмів у колі з ємнісним характером навантаження.

 

 

3.1.3.         Двофазний однотактний випрямляч з еквівалентом активного навантаження (однофазний двонапiвперiодний випрямляч, однофазний випрямляч з відводом від середньої точки вторинної обмотки трансформатора) з еквівалентом активного навантаження

 

 

Схему двофазного однотактного випрямляча з еквівалентом активного навантаження _Rн наведено на рис. 3.3 а, часові діаграми – на рис.3.3 б.

Фазні струми  й  є одночасно й струмами через вентилі i_в1 й i _в2. Струми  й  протікають через коло навантаення R_н в одному напрямку й, отже, спільно утворюють струм i_н. Це обумовлює співвідношення між середніми значеннями сили струмів:

 

І_ІІсер.1 =  І_ІІсер.2 = І_н.сер./2.

 

Вважаємо, що пряме спадання напруги на вентилях U_пр = 0. Коли один вентиль замкнено, інший - розімкнено, тому зворотна напруга на ньому U_{зв макс} дорівнює подвійному максимальному значенню фазної ЕРС у вторинній обмотці .

 

Рис. 3.3Двофазний однотактний випрямляч: а – схема електрична принципова;

б – часові діаграми напруг та струмів

 

Схема випрямляча, зображена на рис. 3.3, відносно проста. Вона складніша однофазної лише тим, що необхідно два вентилі й відвід від середньої точки вторинної обмотки трансформатора. Однак у цьому випрямлячі порівняно з однофазним однонапівперіодним в 2,5 рази менше значення коефіцієнта пульсацій k_nл і вдвічі більша частота першої гармоніки випрямленої напруги f₁ = 2f_с (т_II = 2), що зменшує розміри й вартість згладжувального фільтра. Трансформатор у двофазній схемі по потужності застосовується більш ефективно, ніж в однофазній. Щоб уникнути вимушеного підмагнічування магніто проводу трансформатора, всі обмотки (первинну й обидві вторинні) варто розташовувати на одному стрижні магнітопроводу, або за умов розміщення обмоток на двох стрижнях — з'єднувати вторинну обмотку зиґзаґом, тобто застосовувати двопульсаційну схему із зиґзаґом.                     

Двофазний однотактний випрямляч, як й однофазний, створює несиметричне навантаження на трифазну мережу й тому його застосовують за потужності, що не спричинює помітну асиметрію в електричній мережі (для стаціонарних мереж – 1 кВт, для автономних електромереж – менше). Частіше цей випрямляч застосовують у магнітофонах, вимірювальних приладах, а також для заряду акумуляторів, живлення обмоток електромагнітів, кіл фокусування електронно-променевих приладів і малопотужних двигунів постійного струму.

Двофазний однотактний випрямляч доцільно застосовувати у колах живлення напівпровідникових приладів за умов великих струмів (одиниці, десятки ампер) та малих напруг (одиниці вольт).

 

Властивості двофазного однотактного випрямляча:

 

1.        за топологією випрямляч складено з двох однофазних однонапівперіодних, трансформатор має відвід від середньої точки вторинної обмотки;

2.         ;

3.        f_пл = 2 f_м;

4.        ;

5.       

6.        F= 1,57;

7.        D_I=1,11; D_II=0,785; I_I= n∙D_I∙I_н.сер.;

8.        k_I = 0,812; k_II = 0,576; k_тр = 0,676;

9.        вимушене підмагнічування відсутнє за відповідного розміщення обмоток трансформатора;

10.   застосовують переважно при малих значеннях напруги і великих струмах.

 

 

 

3.1.4.         однофазний двотактний випрямляч (мостовий випрямляч, випрямляч за схемою Греца) з еквівалентом активного навантаження

 

Схему однофазного двотактного випрямляча наведено на рис.3.4 а. Вторинна обмотка трансформатора підключена до однієї діагоналі моста, у плечах якого розміщені чотири вентилі, а до другої — приєднують коло навантаження R_н. Зауважимо, що цей випрямляч може працювати і без трансформатора. На рис. 3.4 б наведено часові діаграми напруг та струмів для схеми Греца.

 

Рис. 3.4 Однофазний двотактний випрямляч:

а – схема електрична принципова; б – часові діаграми напруг та струмів

 

Припустимо, що в перший півперіод ЕРС вторинної обмотки трансформатор е_II має полярність, показану на  рис. 3.4 а. Від позитивного потенціалу відводу обмотки струм і_1,4 протікає через вентиль VD1, навантажувальне коло R_н та вентиль VD4 до негативного потенціалу відводу обмотки.  . У другий півперіод (полярність зазначено у дужках) струм  (показано на рис. 3.4 а штриховою стрілкою), тече через вентиль VD3, опір R_н та вентиль VD 2.

Струми i_1.4 і i_2.3 у навантажувальному колі утворюють випрямлений струм i_в=i_н. Випрямлена напруга u_в=u_н має таку ж форму, як для однотактного двофазного випрямляча      (рис. 3.3 б).

Струм у вторинній обмотці трансформатора i_II знаходимо як різницю струмів i_1.4 та i_2.3, оскільки вони протікають по обмотці назустріч один одному. Цей струм не містить сталого складника, має синусоїдну форму, тому вимушене підмагнічування осердя відсутнє. Струм в первинній обмотці i_І є також синусоїдним.

Переваги випрямляча за схемою Греца: простота трансформатора, в якому не потрібно виводити середню точку вторинної обмотки та в два рази менша кількість її витків порівняно з сумарною кількістю витків двох фаз вторинної обмотки в двофазній схемі; струм у вторинній обмотці більший, ніж в двофазній схемі лише в  раз; вище коефіцієнт використання трансформатора за потужністю та відсутнє вимушене підмагнічування магніто проводу трансформатора. При цьому значення k_пл та f_Iпл такі ж, як і в двофазній однотактній схемі.

Недоліки: необхідно чотири вентилі, падіння напруги на випрямлячі в два рази більше, ніж в двофазній, оскільки в кожен з півперіодів струм протікає через два вентилі. При u_{зв maкс} > U_{зв доп} цих недоліків немає, оскільки в двофазній схемі необхідно послідовно включити два вентилі в кожну з фаз.

Для низьких напруг (одиниці, десятки вольт) випрямляч за схемою Греца не застосовують, щоб не знижувати ККД.

Властивості однофазного двотактного випрямляча:

 

1.        за топологією випрямляч потребує наявності чотирьох дiодiв, проте може застосовуватись без вхідного трансформатора, тобто реалізує безпосереднє живлення від мережі;

2.       

3.       

4.        ;

5.       

6.        F= 1,57;

7.        D_I= D_II=1,11;  I_I= n∙D_I∙I_н.сер.;

8.        k_I = 0,812; k_II = 0,812; k_тр = 0,812;

9.        вимушене підмагнічування магніто проводу трансформатора постійним струмом відсутнє;

10.    широко застосовують для різних значень вихідної потужності (напруги можуть досягати десятки – сотні вольт, а струми – одиниці ампер).

 

 

3.1.5.        Однофазний двотактний випрямляч із подвоєнням напруги (випрямляч за схемою Латура) еквівалентом активного навантаження

Ця модифікація випрямляча, виконаного за схемою Греца, дозволяє отримати подвоєну вихідну напругу за однаковим значенням вхідної напруги. Такий випрямляч називають випрямлячем за схемою Латура.

Цей випрямляч містить два однакові вентилі VD1 та VD 2 та два однакові конденсатори С1 та С2, які утворюють з однією і тією ж вторинною обмоткою трансформатора два однотактні випрямлячі (рис.3.5 а).

Кожен з випрямлячів працює на свою ємність та  створює випрямлену напругу відповідно u_в1 та и_в2. Напруга на виході схеми u_в дорівнює сумі цих двох напруг.

Проаналізуємо режим холостого ходу, тобто коли навантажувальне коло R_н відсутнє. Тоді кожен з конденсаторів має напругу Е_IIm та не має шляху розряду, тому напруга u_в = 2Е_IIm. Таким чином, на виході випрямляча формується подвоєна напруга.

Зарядні струми конденсаторів i₁ і i₂ однакові і протікають через вторинну обмотку в протилежних напрямах, тому в трансформаторі відсутнє вимушене підмагнічування.

Частота першої гармоніки напруг u_в1 та и_в2 дорівнює частоті мережі f_м, причому змінні складові цієї напруги мають зсув за фазою на 180 електричних градусів (півперіод). Тому при додаванні напруг u_в1 та и_в2, гармоніки частоти f_м взаємно знищуються, тому перша гармоніка випрямленої напруги u_в є сумою других гармонік напруг u_в1 та и_в2 (має частоту 2f_м). Коефіцієнт пульсацій вихідної напруги випрямлячів за схемами Латура, Греца та двофазного однотактного випрямляча, якщо на виході встановлено конденсатор ємністю С₁/2 = С₂/2, приблизно однаковий.

Зворотна напруга на вентилях є сумою ЕРС вторинної обмотки Е_IIm та напруги на виході однотактного випрямляча U_В1 або U_В2, наприклад, на першому вентилі дорівнює сумі напруги , а за умови однакової напруги U_{вих.сер} ЕРС у випрямлячі за схемою Латура буде майже вдвічі менше, ніж в випрямлячі за схемою Греца. Тому можна вважати, що максимальне значення зворотної напруги вентилів u_{зв мaкс} для цих випрямлячів однакове.

Переваги випрямляча за схемою Латура ті ж, що у випрямляча за схемою Греца.

Недоліки: застосування двох додаткових конденсаторів С1 і С2; крутіша зовнішня характеристика, ніж в схеми Греца.

 

Рис. 3.5 Однофазний двотактний випрямляч із подвоєнням напруги:

а – схема електрична принципова; б – часові діаграми напруг і струмів

 

Властивості однофазного двотактного випрямляча:

1.     За топологією схема випрямляча мостова, проте замість двох діодів застосовують два конденсатори, що дозволяє підвищити напругу в навантажувальному колі в два рази. Випрямляч може працювати безпосередньо від мережі 127В/220В;

2.     (в режимі, що наближений до холостого ходу);

3.     ;

4.     ;

5.    

6.    

7.    

8.    

9.     підмагнічування відсутнє;

10. випрямляч застосовують, якщо навантаження кола потребує великої напруги за малих струмів. У джерелах з безтрансформаторним входом застосовують комбінацію схем Греца та Латура.

 

 

3.1.6.        Випрямлячі з помноженням випрямленої напруги більш ніж у два рази

 

 

Випрямлячі з подвоєнням напруги можуть бути ефективно застосовані за умов високих напруг і дуже малих струмів, тобто в режимі близькому до холостого ходу. Їх застосовують в приладах для випробування електричної ізоляції, системах живлення електронно-променевих приладів, індикаторів, телевізійних приймачів, фотоелектронних приладів тощо.

Ці ФВ складають з кількох однофазних випрямлячів, кожен з яких навантажений на конденсатор. До кола заряджання конденсатора - крім обмотки трансформатора - ввімкнено також один (або кілька) з конденсаторів попередніх випрямлячів. Таким чином, конденсатори (крім одного) заряджаються до напруги, більшої від E_IIm. Вихідна напруга, яка в кілька разів більша від напруги живлення, знімається з одного конденсатора, зарядженого до необхідної напруги (схема випрямляча першого роду, рис.3.6 а), або з кількох послідовно з'єднаних конденсаторів (схема випрямляча другого роду, рис.3.6 б). Цей розподіл проводиться при вихідній напрузі, яка перевищує 2Е_IIm Об'єднанням двох несиметричних схем випрямлячів є симетрична схема випрямляча (рис.3.6 в).

 

Рис. 3.6 Випрямлячі помноження напруги: а – несиметричний першого роду;

б – несиметричний другого роду; в – симетричний

 

Принцип роботи несиметричної схеми випрямляча першого роду в режимі холостого ходу: в один з півперіодів, коли „плюс” напруги мережі живлення U_II прикладають до точки а вторинної обмотки трансформатора, відбувається заряджання конденсатора С1 до амплітудного значення ЕРС Е_IIm вторинної обмотки трансформатора через діод VD1. У наступний півперіод позитивним стає потенціал точки б. Узгоджено ввімкнені напруги на обмотці й конденсаторі С1 забезпечують заряджання конденсатора С2 через діод VD2 до напруги 2Е_IIm, якщо С1 >> С2 (при С1 = С2 напруга на конденсаторі С2 досягає значення 2Е_IIm через кілька півперіодів). Аналогічно в наступний півперіод відбувається заряджання конденсатора СЗ через діод VDЗ до напруги 3Е_IIm. Конденсатор С_N заряджається до напруги NE_IIm. Таким чином, збільшена в N разів напруга знімається з вихідного конденсатора С_N.

Водночас ця схема, як й інші схеми з подвоєнням напруги, є подільником напруги, який дає змогу здобувати напруги від Е_IIm до NE_IIm.

Несиметрична схема випрямляча другого роду за основними властивостями подібна до застосованої схеми випрямляча першого роду. Помножувачі напруги другого роду на практиці зустрічаються частіше, оскільки робоча напруга конденсаторів не перевищує 2Е_IIm.

Випрямлячі з подвоєнням напруги характеризуються значним внутрішнім опором і мають круті зовнішні характеристики. Для формування пологих характеристик необхідно застосовувати конденсатори з великим значенням ємності, а в схемах випрямлячів першого роду - додержувати нерівність С1 > С2 >СЗ ... > СN. Бажані результати можна отримати, якщо ємність конденсатора з порядковим номером N задовольняє умову

 

C_NN ² = const                                                          (3.20)

 

Симетрична схема випрямляча складається з двох несиметричних, які живляться від однієї обмотки трансформатора.

До переваг симетричних схем випрямлячів належать удвічі більші значення випрямленої напруги та кількості пульсацій напруги mпл порівняно з несиметричними схемами. Недоліком їх є неможливість заземлення жодного з виводів вторинної обмотки трансформатора, якщо заземлено один із полюсів споживання енергії.

 

 

3.1.7.        Трифазний однотактний випрямляч (за схемою Міткевича)

 

Для забезпечення електроживленням споживачів великої потужності (сотні ват, кіловат) застосовують трифазну мережу.

Схему трифазного однотактного випрямляча наведено на рис.3.7 а.

 

Рис. 3.7 Трифазний однотактний випрямляч: а – схема електрична принципова;

б – часові діаграми

 

Часові діаграми сили струму та напруги в схемі Міткевіча приведені на рис. 3.7 б. ЕРС е_II змінюється за законом косинуса: цифрами 1, 2 та 3 позначені відповідно фазні ЕРС.

 

;                                                           (3.20)

;                                                   (3.21)

.                                                  (3.22)

 

У цих виразах враховано, що живляча трифазна мережа симетрична. У момент часу m_ct₁ (на рис. 3.17 б), ЕРС е_II1 та е_II2 мають позитивні значення.

У будь-який момент часу працює тільки одна фаза, в якої миттєве значення ЕРС є додатнім та найбільшим. Тому кожна фаза у випрямлячі працює протягом часу, відповідного електричного кута

.                                                             (3.23)

Струм через неї складає

 

,                                           (3.24)

 

в межах

,                                                         (3.25)

оскільки струм представлений у вигляді косинусоїди.

Всі фазні струми протікають через R_н в одному напрямі, утворюючи струм i_н, та його середнє значення складає I_н.ср (рис. 3.7 б).

Огинаюча ЕРС е_II (вона ж огинає и_II) є кривою u_н, оскільки в схемі немає втрат напруги.

Зворотна напруга на вентилі, наприклад на першому, існує протягом часу , коли пропускають струм решта два вентиля (другий та третій), та дорівнює сумі миттєвих значень випрямленої напруги и_н та його фазного ЕРС e_II1 (рис. 3.7 б).

З рисунку 3.7 б, максимальне значення зворотної напруги буде у момент часу ω_ci₂ та дорівнює максимальному значенню лінійної напруги

 

.                                        (3.26)

 

Оскільки за період напруги мережі Т_с струм i_н пульсує тричі, схема Міткевича є     трьохпульсаційна і частота першої гармоніки випрямленої напруги f₁ = 3f_с. Порівнюючи між собою діаграми и_н для випрямляча за схемою Міткевича та однофазних випрямлячів, маємо, що відношення  більше, а коефіцієнт пульсацій k_п випрямляча за схемою Міткевича менший, ніж для однофазних схем. Мале значення k_п та більша частота f₁ випрямляча за схемою Міткевича приводять до більш економічнішого згладжувального фільтру.

випрямляч за схемою Міткевича зручний тим, що забезпечує симетричне навантаження на трифазну мережу, працює з економічним згладжувальним фільтром та вимагає тільки трьох вентилів.

Трифазні випрямлячі, в тому числі і випрямляч за схемою Міткевича, застосовують за великих потужностей (одиниці – десятки кіловат), хоч у деяких випадках можливе їх застосування за умови потужностей в сотні ват. Через це внаслідок впливу великої індуктивності розсіювання трансформатора, виникає явище перекриття фаз, коли протягом певного проміжку часу, який називають кутом перекриття фаз, дві фази працюють одночасно. Детальніше явище перекриття фаз на прикладі випрямляча за схемою Міткевича розглянуто у пункті 3.2.1.

 

Властивості трифазного однотактного випрямляча:

1.        топологічна схема має три обмотки, обов’язкове з’єднання вторинної обмотки за схемою зірка – повинна бути нульова точка;

2.        ;

3.        ;

4.        %;

5.        ;

6.        ;

7.        ; ;

8.        ; ;

9.        підмагнічування є;

10.   застосовують при великих потужностях.

 

3.1.8.        Трифазний двотактний випрямляч (трифазний мостовий, випрямляч за схемою Ларіонова)

Схему трифазного мостового випрямляча за схемою Ларіонова зображено на           рис. 3.8 а.

Рис. 3.8 Випрямляч за схемою Ларіонова: а – схема електрична принципова без виводу середньої точки вторинної обмотки трансформатора; б – часові діаграми струмів та напруг при з’єднанні вторинної обмотки трансформатора трикутником

 

У випрямлячі за схемою Ларіонова кожна фазна вторинна обмотка працює протягом обох напівперіодів фазної напруги мережі. Задамо інтервал електричних кутів від 0 до ω_ct₁ (рис. 3.8 б), коли значення ЕРС першої фази e_II максимальне та додатне (точка а має знак «+», точка с «–» на рис. 3.8, а). Оскільки обмотка сполучена трикутником, то в точках ас буде також лінійна ЕРС, утворена двома фазними ЕРС е_II2 та е_II3. Під дією ЕРС в точках ас буде протікати струм i₄ від точки а через вентиль 4, опір навантаження R_н (на схемі не показано) та вентиль 3 (струм i₄ = i₃) до точки с. Враховуючи, що опір фазних обмоток однаковий, отримуємо розподіл струмів в обмотках згідно із законом Кірхгофа

 

;                                                     (3.27)

 

знак «–» вказує на протилежний напрям струмів у фазних обмотках 2 та 3 та обмотці 1  (рис. 3.8 а).

У інтервалі електричних кутів від ω_ct₂ до ω_ct₃, коли ЕРС в точках а та с змінить знаки на зворотні, струм i₃ потече від точки с через вентиль 6, опір навантаження R_н та вентиль 1 (струм i_в = i₁) до точки а. Вираз (3.27) без змін, але струми у фазних обмотках змінюють напрям на зворотній. Аналогічно працює схема, якщо на інших двох фазах будуть максимальні додатні або від’ємні ЕРС. Таким чином, якщо в схемі Міткевича струм знаходився під дією найбільшої позитивної фазної ЕРС, то струм в схемі Ларіонова знаходиться під дією найбільшої по абсолютному значенню фазної ЕРС. Одночасно працюють два з шести вентиля, а останні чотири – замкнуті. Робочі ділянки ЕРС еII на рисунку 3.8 б виділені жирною лінією. Оскільки ці відрізки огинаючої ЕРС по черзі (за допомогою вентилів) підключаються до вихідних затисків випрямляча, то напруга uв повністю повторюватиме цю огинаючу, але всі значення uв будуть тільки додатні (рис. 3.8, б). Струм через споживач буде повністю відтворювати по формі uв, але його миттєві значення будуть в Rн разів менше. За період струм через кожен вентиль буде складатися з двох наступних імпульсів, при цьому, наприклад, для четвертого вентиля

 

,                                                 (3.28)

 

відповідні вирази для струмів через інші вентилі можна отримати при заміні у виразі (3.28) індексів згідно часових діаграмам, приведених на рисунку 3.8 б. Фазні струми i_II1,  i_II2 та i_II3 складаються за період з шести імпульсів – два з максимальним значенням  та чотири з максимальним значенням , де i_max максимальне значення струму через вентиль (рис. 3.8 б). Як видно із часових діаграм фазних струмів, по вторинній обмотці трансформатора не протікає постійна складова струму, тому в схемі Ларіонова немає вимушеного намагнічування осердя.

Схема Ларіонова шестипульсаційна (m_п = 6) та частота першої гармоніки випрямленої напруги f₁ = 6f_c. По вигляду кривої u_в = φ(ω_ct) можна сказати, що коефіцієнт пульсацій k_п менший, ніж в схемах, що раніше розглядалися, та напруга и_н.ср й ЕРС Е_IIm майже не відрізняються за значенням. Тому зворотна напруга на вентилі u_{зв max} мало відрізняється від U_н.ср й трансформатор добре використовується по потужності (краще, ніж у всіх інших схемах).

 

Властивості трифазного двотактного випрямляча:

1.        топологічна схема має 6 вентилів, що можна трактувати як комбінацію однофазних схем Греца;

2.        ;

3.        Гц;

4.        %;

5.        ;

6.        ;

7.        ; ;

8.        ; ;

9.        підмагнічування немає;

10.    схему застосовують при великих потужностях (сотні ват, одиниці, десятки кіловат), але можна застосовувати й за малих потужностей, якщо влаштовуватиме значення коефіцієнта пульсацій.

 

3.2.   Особливості роботи та розрахунку випрямлячів з реактивним характером навантажувального кола

 

 

Джерела живлення мають вихідний імпеданс, який залежить від частоти та струму навантаження. Зростання струму навантаження призводить до зменшення напруги на навантаженні  оскільки  

Нагадаємо, що коефіцієнти пульсацій випрямлячів за умов активного (або індуктивного) навантаження:

1 - фазний 1 - тактний випрямляч – %;

2 - фазний 1 - тактний випрямляч –%;

1 - фазний мостовий випрямляч (Герца) –%;

3 - фазний 1 - тактний випрямляч (Міткевича) – %;

3 - фазний 2 - тактний випрямляч (Ларіонова) – %;

Зрозуміло, що з такими коефіцієнтами пульсацій будь-які електронні засоби працювати не можуть (наприклад, для роботи підсилювача потужності коефіцієнт пульсацій має бути 0.5 – 3%), тому у ДВЕЖ застосовують згладжувальні фільтри.

 

Рис. 3.9 Графічне зображення згладжу вальних фільтрів: а – конденсатор; б – дросель

 

де  - реактивний опір конденсатора;  - реактивний опір індуктивного елементу;             – це частота пульсацій.

Для того, щоб ці елементи виконували функцію згладжування, ємнісний елемент треба підключати до кола навантаження паралельно, а індуктивний елемент – послідовно, а також мають місце такі співвідношення між реактивними опорами цих елементів та :

 

                                                  (3.29)

 

                                                 (3.30)

 

Рис. 3.10 Застосування реактивних елементів: а – індуктивного; б – ємнісного

 

Тобто індуктивний елемент застосовують, коли значення навантажувального опору мале, а ємнісний – велике.

 

 

3.2.1.        Робота випрямляча з ємнісним навантаженням

 

Якщо випрямляч навантажено на паралельно ввімкнені активний опір та ємність, то такий випрямляч є випрямлячем з ємнісним фільтром. Ємність конденсатора  обирають так, щоб задовольнити нерівність

 

,                                                 (3.31)

 

де  – ємнісний опір конденсатора  для першої гармоніки пульсацій.

Враховуючи, що перша гармоніка пульсацій , можемо записати  з виразу  (3.31) таким чином:

 

.                                          (3.32)

 

 

Проаналізуємо однофазну напівперіодну схему.

 

Рис. 3.11 Однофазний однонапівперіодний випрямляч: а – схема електрична принципова;

б – часові діаграми напруг і струмів

 

Часові діаграми, зображено на рисунку 3.11 б, показують усталений режим роботи випрямляча, тобто після того, як конденсатор заряджений і струм протікає, фаза працює протягом кута .

Значення , при якому струм  у фазі (через вентиль) перестає протікати (відсікає), називають кутом відсікання струму, він завжди менший від .

На рис. 3.12 зображено вольт - амперну характеристику діода з , де m_r – коефіцієнт трансформації, а також характеристика еквівалентного діода, у якого . До приладу за такою схемою прикладену синусоїдальну напруга  з амплітудою  та напруга зміщення . Струм через фазу має синусоїдну форму, але без своєї від’ємної частини.

Рис. 3.12 До розрахунку випрямляча: а – еквівалентна схема; б – формування струму фази, що працює на навантаженні не ємнісного характеру

 

 

З рис. 3.11 випливає, що

 

.                                                     (3.33)

 

Миттєве значення сили струму через діод у інтервалі

 

.                                       (3.34)

 

Коли випрямляч виконує роботу на ємнісне навантаження, коефіцієнти, які визначають співвідношення між вихідними параметрами () та розрахунковими параметрами (за якими обирають діоди та трансформатор) не мають фіксованого значення, а залежать від кута відсікання. З’ясуємо, яким чином можна цей кут знайти.

Опір   визначають за формулою:

 

;                                  (3.35)

 

де  - опір трансформатора, значення якого можна розрахувати за емпіричними формулами (3.36) або (3.37).

 

 

 

;                                                          (3.36)

.                                                 (3.37)

 

Для визначення кута відсікання, знайдемо його зв’язок з параметрами випрямляча через середнє значення струму  Враховуючи, що цей струм містить за період Т (кутовий інтервал )  однакових імпульсів, запишемо

 

.                                       (3.38)

 

Після інтегрування та врахування, що , отримаємо

 

,                                               (3.39)

 

де .

Отримане рівняння є трансцендентним, тому його можна розв’язати графічно й знайти кут відсікання. Розрахунковий параметр  має фізичний зміст, що полягає у наступному (відношенні постійних часу заряду та розряду):

 

.                                                 (3.40)

 

Зазвичай для визначення  застосовують довідникові графіки, на підставі яких можна розрахувати випрямляч.

 

Рис. 3.13 Розрахункові графіки для визначення кута нижнього відсікання  та коефіцієнтів B,D,F.

 

Коефіцієнти B,D,F, їх залежності від  наведено на рисунку 3.16, визначають наступні залежності:

(3.41)

(3.42)

(3.43)

 

Тобто режим роботи випрямляча повністю залежить від .

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

3.2.2.        Робота випрямляча з індуктивним характером навантаженням

 

Режим навантаження з індуктивним характером (L) – це режим великих струмів, й великих потужностей, тоді трансформатор буде великих розмірів і індуктивність розсіювання цього трансформатора також буде великою. Враховуючи ці умови, на рис.3.14 а зображено еквівалентну схему випрямляча великої потужності з індуктивним фільтром та його часові діаграми.

Рис. 3.14 Робота випрямляча на індуктивне навантаження: а – еквівалентна схема;

б – часові діаграми для випрямляча за схемою Міткевича; в – до визначення розрахункових співвідношень; г – зовнішня характеристика.

 

                           (3.44)

 

де R_н – опір навантажувальний;

p – число витків трансформатора (якщо витки не секціоновані, то p = 2);

s – число стержнів, на яких розташовані витки;

k_r та k_L – коефіцієнти, визначені з таблиці 3.2;

B_макс – максимальне значення індукції в магнітопроводі.

 

Для з’ясування особливостей роботи цього випрямляча враховують вплив лише індуктивностей розсіювання . Фільтровий дросель, зазвичай має достатню індуктивність, щоб вважати струм  практично незмінним. Індуктивності  можна розглядати як анодні дроселі, а індуктивність L – як катодний дросель.  належить відповідній фазі і струм через неї протікає лише під час роботи цієї фази, тоді як L працює з усіма фазами почергово.

 

Таблиця 3.2

Значення коефіцієнтів k_r та k_L для режиму роботи на навантаження з індуктивною та ємнісною реакцією

 

 

Схема випрямлення	Індуктивна реакція		Ємнісна реакція
	kr	kL	kr	kL
Однофазна	–	–	2,3	4,1
Двофазна	6,5	4,5	4,7	4,3
Греца	5,1	6,4	3,5	5,0
Латура	–	–	0,9	1,25
Міткевича	6,2	3,3	6,9	4,1
Ларіонова (*/* та ∆/*)	2,5	1,0	4,5	1,9
Ларіонова (*/∆ та ∆/∆)	7,5	3,0	13,5	5,7

 

Якщо не враховувати , то струм   в момент часу  миттєво спадає до нуля, а струм  миттєво зростає до значення . Але із-за існування  (див. рис.3.12 б), отримаємо, що до значення кута  струм , його похідна за часом  та ЕРС самоіндукції в індуктивності :

 

                                                (3.45)

 

тому  не впливає на роботу випрямляча (вважатимемо ). До цього моменту в індуктивності  накопичувано магнітну енергію , а напруга на виході випрямляча в інтервалах  дорівнює ЕРС

 

                                               (3.46)

 

У точці b (кут ) , починає працювати друга фаза. Тоді індуктивність  починає накопичувати магнітну енергію, що сповільнює зріст струму , а в першій фазі виникає ЕРС самоіндукції , яка, внаслідок раніше накопиченої енергії, підтримує значення струму , сповільнюючи його спад. Так буде тривати доти, доки не буде цілком використано енергію індуктивності  – це відповідає куту . Починаючи з цього кута, струм , а струм .

Таким чином, в межах кута  дві сусідні фази працюють паралельно на коло навантаження (R_н та L). Струм першої фази спадає, а другої – зростає. Тоді через велику індуктивність катодного дроселя  виконується умова:

 

                                             (3.47)

 

Продиференцюємо за часом останню рівність:

                                                      (3.48)

 

з якої випливає, що на інтервалі перекриття, швидкості спаду струму  та наростання струму  однакові.

Рис.3.13 ілюструє, що тривалість роботи кожної фази зростає на кут  і складає .

Кут  називають кутом перекриття фаз.

З’ясуємо напругу на виході випрямляча U_В під час перекриття фаз. Напруга, яка утворюється першою фазою:

 

;                                                 (3.49)

 

напруга, яка утворюється другою фазою:       

,                                                (3.50)

 

звідки отримаємо:

,                                                     (3.51)

 

та

 

,                                                 (3.52)

 

тобто випрямлена напруга на інтервалі перекриття фаз дорівнює півсумі ЕРС фаз, які працюють паралельно; абсолютні значення ЕРС самоіндукції в обох фазах дорівнюють одна одній.

Якщо порівняти фігури abcef та abdcef бачимо, що площа, обмежена кривою та віссю абсцис, при перекритті фаз менша ніж площа фігури bdc, яка дорівнює:

 

.                                                       (3.53)

Тоді середнє значення випрямленої напруги на виході випрямляча буде:

 

,                        (3.54)

 

де  – середнє значення випрямленої напруги для ідеального випрямляча,  – зменшене середнє значення випрямленої напруги в результаті перекриття фаз.

Розглянемо значення напруг та ЕРС у момент , тобто в момент перекриття фаз:

 

                                       (3.55)

 

                                       (3.56)

 

 

З цих виразів отримаємо, що на інтервалі від 0 до :

 

                                       (3.57)

 

Визначимо напругу на :

 

;                   (3.58)

 

.                    (3.59)

 

Виразимо  з формули (3.54) та підставимо у неї замість  його тільки що знайдене значення:

 

.                           (3.60)

 

Після інтегрування за вказаними границями отримаємо:

 

.                            (3.61)

 

Для розрахунку  необхідно вміти визначити кут .

З (3.58) після інтегрування за часом запишемо:

.                                                   (3.62)

 

Після заміни змінної  на  формула для визначення  матиме вигляд:

 

.                               (3.63)

 

Після інтегрування:

 

,                                 (3.64)

 

де С – стала інтегрування, яку визначають з граничних умов:  при  та  при . Застосуємо ці умови, щоб отримати вирази для фазних струмів під час перекриття фаз:

 

;                                (3.65)

 

.                                   (3.66)

 

Запишемо формулу (3.60) з урахуванням граничних умов, отримаємо:

 

.                                       (3.67)

 

Підставляючи значення  у (3.55), отримаємо рівняння зовнішньої характеристики випрямляча (див. рис. 3.13 г):

 

.                                 (3.68)

 

Формулу (3.47) слід розглядати як явище перекриття фаз, яке спричиняє таке саме зменшення випрямленої напруги, як активний опір, який увімкненено у коло випрямленого струму:

 

,                                                    (3.69)

 

Але необхідно пам’ятати, що  не має активного характеру і тому формули (3.67) – (3.69) визначають кількісно втрати.

 

3.2.3.        Особливості роботи випрямляча за умов змішаного характеру навантаження

 

 

Часто у коло випрямленого струму для зниження змінної складової напруги на споживачі (фільтрації) вмикають індуктивні та ємнісні реактивні опори. В такому випадку випрямляч працює на змішане навантаження (див. рис.3.15).

 

Рис. 3.15 Модель реактивного фільтра: а – LC-подібний індуктивно-ємнісний;

б – CLC-подібний;

 

Для отримання малих пульсацій напруги на навантажувальному опорі у схемах на рис.3.14 застосовують дроселі великої індуктивності L та конденсатори великої ємності C₀ та C₁, такі що:

 

.                                         (3.70)

 

У LC -подібному індуктивно-ємнісному фільтрі, якщо виконується нерівність (3.70), наявність конденсатора С1 майже не впливає на роботу фаз випрямляча. Тому випрямляч з LC -подібним фільтром в номінальному режимі працює на навантаження з реакцією переважно індуктивного характеру. Але якщо струм навантаження I_н зменшується, то характер навантаження випрямляча з індуктивного змінюється на ємнісний, що зумовлено перерозподілом енергії, яка накопичується в дроселі () і конденсаторі (). Значення , при якому відбувається зміна характеру навантаження, називається критичним:

 

.                                             (3.71)

Рис. 3.16 Зовнішній характер роботи випрямляча

Аналогічно у CLC - подібному фільтрі, якщо виконується умова (3.70), випрямляч працює на навантаження з реакцією переважно ємнісного характеру.

Таким чином, характер навантаження випрямляча на практиці визначає перший елемент фільтра.

Через дросель протікає як постійна складова струму , так і змінна з амплітудою  (тут можна обмежитись першою гармонікою, оскільки вона значно переважає інші). Якщо задовольнити нерівність , то струм через вентиль протягом інтервалу  не спадає до нуля.

Будемо вважати, що індуктивний опір значно більший за ємнісний, тоді для першої гармоніки струму отримаємо:

 

.                                                           (3.72)

 

Виходячи з наведених вище міркувань, визначимо необхідне значення L:

 

.                                     (3.73)

 

Враховуючи, що падіння напруги постійної складової у фільтрі незначне, можемо отримати для :

 

.                                                   (3.74)

 

При застосуванні CLC - подібного фільтру умовою достатньо великої ємності конденсатора C₀ вважають нерівність (3.70), яке з рівнянням (3.73) можна представити у вигляді наступної нерівності:

 

 

.                                                        (3.75)

 

 

3.3.   Висновки

1.        Основою всіх випрямлячів є вентиль.

2.        Основною властивістю вентилів є те, що струм проходить лише в одному напряму.

3.        Основні вимоги, які ставлять до вентилів: 1) І_пр.сер, І_пр, І_пр.max; 2) U_зв; 3) U_пр; 4) Р_роз; 5) перевантажувальна здатність; 6) надійність; 7) вартість, тощо.

4.       Для отримання заданої вихідної напруги при заданому навантаженні застосовують різні схеми з’єднання випрямлячів. Ці схеми є 1-фазні, багатофазні, 1-тактні, 2-тактні, прості та складні.

5.        Для отримання заданих U_н.ном та І_н.ном необхідно виконати розрахунок випрямляча, тобто отримати розрахункові коефіцієнти за допомогою яких можна визначити параметри необхідні для вибору вентиля і трансформатора.

6.        Під час роботи випрямляча на активне та індуктивне навантаження, розрахункові коефіцієнти мають фіксоване значення, а при роботі на ємнісне – є функцією кута відсікання.

7.        При роботі на ємнісне навантаження особливу увагу треба звернути на побудову зовнішньої характеристики, яка є нелінійною.

8.        Розрахунковий параметр має фізичний зміст, що полягає у фіксації відношення постійного заряду та розряду конденсатора:

 

 

9.        Ємнісне навантаження доцільне, якщо R_н велике (малі, середні потужності). З практики відомо, що його доцільно застосовувати, коли І_н < 0.3 А.

10.   Індуктивне навантаження доцільне, коли R_н мале (великі, середні потужності). На практиці його застосовують, коли І_н > 2 А.

11.   Якщо навантаження змішане, то характер навантаження визначає перший елемент після випрямляча.

12.   Під час великих потужностях, внаслідок великих розмірів трансформатора, треба враховувати вплив індуктивності розсіювання, яка призводить до явища “перекриття фаз”, що призводить до зниження значення вихідної напруги і повинно бути враховано при розрахунках.

13.   За умови прямокутної симетричної форми напруги живлення у випрямленій напрузі немає змінних складових і немає потреби у згладжувальному фільтрі.

 

 

3.4.   Контрольні завдання та питання

1.        За якими ознаками наводять класифікацію випрямлячів.

2.        Опишіть принцип роботи випрямляча з еквівалентом активного навантаження.

3.        Наведіть алгоритм розрахунку випрямляча із активним характером навантаження.

4.        Наведіть дані для вибору або розрахунку трансформатора.

5.        Як визначають розрахункові потужності первинної та вторинної обмоток.

6.        Чим зумовлена, у загальному випадку, нерівність .

7.        Наведіть основні властивості однофазного однотактного випрямляча.

8.        Наведіть схему електричну принципову та часові діаграми двофазного однотактного випрямляча.

9.        Наведіть основні властивості двофазного однотактного випрямляча.

10.   Наведіть схему електричну принципову, часові діаграми та основні властивості однофазного двотактного випрямляча.

11.   Наведіть схему Греца та її властивості.

12.   Наведіть схему Латура та її властивості.

13.   Наведіть схеми випрямлячів з помноженою випрямленою напругою більше ніж у два рази.

14.   Наведіть відмінності трифазного однотактного випрямляча (за схемою Міткевича) та трифазного двотактного випрямляча (за схемою Ларіонова).

15.   Визначте коефіцієнти пульсацій випрямлячів для різних однофазних випрямлячів.

16.   Опишіть роботу випрямлячів з ємнісним навантаженням.

17.   Особливості роботи випрямляча з індуктивним характером навантаженням.

18.   Особливості роботи випрямляча за умов змішаного навантаження.

19.   Поясніть сутність коефіцієнта ефективності випрямляча за потужністю .

20.   Поясніть сутність поняття «кут відсікання» за умови роботи випрямляча з ємнісним характером навантаження та залежність всіх розрахункових коефіцієнтів від значення цього кута.

21.   Поясніть умови виникнення та сутність явища «перекриття фаз».

22.   Визначте співвідношення між середнім значенням сталої напруги на виході випрямляча із розрахунковими параметрами для вибору діодів та трансформатора (для різних однофазних випрямлячів).

23.   Визначте співвідношення між середнім значенням постійного струму на виході випрямляча із розрахунковими параметрами для вибору діодів та трансформатора (для різних однофазних випрямлячів).

24.   Поясніть, за якими ознаками переважно вибирають однофазний двонапівперіодний або мостовий (за схемою Греца) випрямляч.

 

 

РОЗДІЛ 4.                     ЗГЛАДЖУВАЛЬНІ ФІЛЬТРИ

 

4.1 Призначення та класифікація згладжувальних фільтрів

4.2 Пасивны фыльтри

4.2.1 Одноланкові  згладжувальні фільтри з R, L та С елементами

4.2.2 Особливості роботи дроселя фільтра

4.2.3 Резонансні фільтри

4.3 Активні фільтри

4.3.1 Засади застосування транзисторів у згладжувальних фільтрах

4.3.2 Фільтри типу ФЕ

4.3.3 Фільтри типу ФК

4.3.4 Фільтри типу ФШ

4.4 Багатоланкові фільтри

4.4.1 Модифікація багатоланкових фільтрів

4.4.2 Визначення допустимої напруги пульсацій для підсилювача

4.5 Основи розрахунку тепловідводу

4.6 Перехідні процеси у фільтрах

4.6.1 Перехідні процеси LС – фільтра  за умов комутації вхідної напруги випрямляча

4.6.2 Перехідні процеси за умов комутації  навантаження

4.6.3 Перехідні процеси у транзисторних фільтрах

4.7 Висновки

4.8 Контрольні питання та завдання

4.9 Задачі для самопідготовки

 

В процесі роботи з матеріалом цього розділу

та після завершення, ви  маєте

 

Знати:

·          призначення, принцип дії, класифікацію згладжувальних фільтрів;

·          основні  характеристики згладжувальних фільтрів;

·          сутність основних процесів у фільтрах;

·          основні види згладжувальних фільтрів, їх особливості, переваги та недоліки;

·          засади функціонування пасивних згладжувальних фільтрів (одно ланкові згладжувальні  фільтри з R, L та С елементами);

·          особливості роботи дроселя фільтра;

·          засади функціонування активних згладжувальних фільтрів (транзисторних фільтрів типів ФК, ФЕ та ФШ);

·          обґрунтування застосування багатоланкових фільтрів;

·          сутність перехідних процесів у згладжувальних фільтрах;

 

 

Вміти:

·          розрахувати коефіцієнти фільтрації k_ф, згладжування пульсацій K та ослаблення сталої напруги  λ_ном;

·          обґрунтувати доцільність застосування одноланкових пасивних С, L, LС, RС або активних фільтрів;

·          обґрунтувати застосування багатоланкових фільтрів;

·          розрахувати елементи LС та RС фільтрів в усталеному та перехідному режимах;

·          розрахувати значення немагнітного зазору дроселя;

·          розрахувати елементи транзисторних фільтрів в усталеному та перехідному режимах;

·          розрахувати та вибрати тепловідвод для транзистора;

·          виконати експериментальні дослідження фільтрів;

·          налагодити або відремонтувати фільтр.

 

4.1.    Призначення та класифікація згладжувальних фільтрів

 

Як випливає з попереднього розділу, значення коефіцієнту пульсацій напруги  на виході випрямляча, який працює з навантажувальним колом активного та/або індуктивного характеру, визначає лише тип випрямляча й становить 157% для однофазного однонапівперіодного, 67% – за схемою Греца та двофазного однотактного, 25% – за схемою Міткевича, 5,7% – за схемою Ларіонова. За режиму роботи випрямляча з ємнісним характером навантаження  залежно від значень ємності конденсатора С та опорів фази  і навантажувального кола R_н. Наведені вище значення  на виході випрямляча перевищують прийнятні для нормальної роботи навантажувального кола (див. табл. 4.1), тому застосовують згладжувальний фільтр (ЗФ) – який, зазвичай, є фільтром низьких частот (ФНЧ).

 

Таблиця 4.1

Орієнтовні значення допустимих коефіцієнтів пульсацій для деяких  навантажувальних вузлів (пристроїв)

Навантажувальне коло	Допустимий коефіцієнт пульсацій, %
Мікрофон	10-5
Вхідні кола магнітофонів	10-5... 10-3
Генератори задавальні ультразвукові	10-4...3∙10-3
Керувальні електроди лампи рухомої хвилі	10-2…10-3
Підсилювачі звукової частоти	5∙10-2... 10-1
Цифрові каскади	1...10-2
Радіо та телевізійні приймачі	0,1....1
Потужні каскади двотактних підсилювачів	0,5...3
Транзисторний стабілізатор напруги (на вході)	2...10
Ксенонові лампи	3...25

Згладжувальні фільтри призначені для послаблення змінного складника випрямленої напруги, тобто забезпечення заданого коефіцієнта пульсацій.

Коефіцієнт пульсацій характеризує напругу – на вході та виході фільтра. Його можна визначаюти окремо для кожної гармоніки:

,                                                 (4.1)

де q – номер гармоніки; зазвичай – для першої гармоніки; в подальшому змінний складник напруги означаємо -U_m.

 

Характеристики ЗФ:

1. Коефіцієнт згладжування пульсацій характеризує передавання фільтром як змінного, так і сталого складників напруги:

.                                       (4.2)

 

2. Коефіцієнт фільтрації характеризує ступень ослаблення фільтром змінного складника напруги:

.                                                  (4.3)

 

3. Коефіцієнт ослаблення  сталого і номінального значення напруги (див. гл.1):

 

.                                              (4.4)

Тобто,

.                                               (4.4а)

 

Згладжувальний фільтр виконує функцію послаблення змінного складника випрямленої напруги, якщо виконано співвідношення: k_ф >> 1, λ_ном → 1.

Узагальнено згладжувальний фільтр – це подільник напруги з різними коефіцієнтами передачі для сталого та змінного складників напруги з входу на вихід випрямляча (рис. 4.1).

Рис. 4.1 Узагальнений згладжувальний фільтр: а) еквівалентна схема; б) часові діаграми напруг на вході та на виході фільтра

 

Для узагальненого фільтра коефіцієнт фільтрації можна визначити таким чином (за умов
виконання співвідношення, яке має місце у практиці ):

 

;                                        (4. 5)

 

                                                     (4. 5а)

 

Із урахуванням, що зазвичай , для модулів імпедансів Z₁ та Z₂ можемо записати співвідношення:

|Z₁|>>|Z₂|.                                                  (4. 6)

 

Фільтри розрізняють за елементною базою, яку застосовують у фільтрі, типом з’єднання елементів та кількістю ланок. Фільтри, що складають з R, L та C елементів, називають пасивними, а якщо до їх складу входять електронні лампи або транзистори – активними. Активні транзисторні фільтри є трьох типів:

ФЕ – навантажувальне коло в колі емітера;

ФК – навантажувальне коло в колі колектора;

ФШ – транзистор підключено паралельно до навантажувального кола.

Фільтри можуть бути одно- та багатоланковими, але зазвичай більше трьох ланок не застосовують. Складники багатоланкового фільтру можуть бути різними: одна з ланок може бути активною, інша – пасивною. Детальнішу класифікацію фільтрів наведено на рис. 4.2.

 

Рис. 4.2 – Класифікація згладжувальних фільтрів

 

Для багатоланкових фільтрів коефіцієнт фільтрації дорівнює:

 

,                                               (4. 7)

 

де n – номер ланки.

Одноланкові фільтри застосовують, якщо kф до 70, дволанкові – якщо , а триланкові – якщо.

Багатоланкові фільтри більш докладно описано в  4.4.

З’ясуємо основні типи пасивних фільтрів.

 

4.2.    Пасивні згладжувальні фільтри

 

4.2.1.        Одноланкові  згладжувальні фільтри з R, L та C елементами

 

Фільтр, який зображено на рис. 4.3, називають ємнісним, проте його можна вважати  RC-фільтром з урахуванням, що в реальному випрямлячі опір фази дорівнює:

                                       (4.8)

 

                                                                        

                                                    (4.9)

де  – опір вентилів;

 – опір вторинної обмотки трансформатора;

 – опір первинної обмотки трансформатора;

 – кількість витків вторинної обмотки трансформатора;

 – кількість витків первинної обмотки трансформатора.

Більш докладно r_ІІ охарактеризовано в розділі 3.

 

Цей фільтр завжди розраховують разом з випрямлячем за ємнісного характеру навантаження.

Специфіка роботи фільтра обумовлена режимом зміщення вольт-амперної характеристики діода зарядженим конденсатором на U_н, що призводить до обмеження інтервалу часу замкнутого стану випрямного діода – тобто до, так званого явища відсікання фазового струму (див. розділ 3).

Рис. 4.3 Схема електрична принципова ємнісного фільтра з мостовим однофазним випрямлячем

 

Коефіцієнт пульсацій на вході будь-якого фільтра за наявності ємнісного елементу C₀ залежить від його значення і дорівнює орієнтовно 3…12%. Рекомендовано застосовувати ємнісний фільтр або більш складний фільтр, у якого першим після випрямляча елементом є конденсатор, за умови Ін<0,3 А.

 

Резистивно-емнісний ( RС) фільтр

 

Електричну схему RC-фільтра наведено на рис. 4.4.

Рис. 4.4 Схема електрична принципова RC-фільтра

 

Значення ємності С_ф визначають з урахуванням умови x_c << R_н. Тоді коефіцієнти k_ф та λ_ном для цього фільтра:

                                               (4.10)

 

.                                               (4.11)

 

Такий фільтр доцільно застосовувати, якщо значення R_н велике, тобто сила струму навантажувального кола невелика (міліампери, десятки міліампер), а напруги великі. Вважають прийнятним, якщо падіння напруги на R_ф не перевищує 20% від значення напруги навантажувального кола, тобто

.                                                  (4.12)

 

Індуктивний (L) фільтр, індуктивно-ємнісний (LС) фільтр

Ці фільтри застосовують за умови порівняно малих значень опорів (долі, одиниці ом) навантажувального кола (рис. 4.5), тобто низьких напруг та великих струмів. Рекомендовано такі фільтри застосовувати, якщо Ін>2 А.

Рис. 4.5 Схеми електричні принципові індуктивних фільтрів типу: а) - L; б) - LС

 

Коефіцієнти k_ф та λ_ном для індуктивного фільтра (L) визначають за формулами:

;                                         (4.13)

.                                  (4.14)

 

Для LC фільтра, якщо x_c<<R_н,  коефіцієнт k_ф визначають за формулою:

.                                        (4.15)

 

Нагадаємо, що LС-фільтр для випрямляча формує змішаний характер навантаження. Він буде індуктивним, що є важливим для визначення kпл.вх, якщо значення індуктивності дроселя перевищує мінімально допустиме (в сенсі визначення характеру навантаження випрямляча див. розділ 3).

,                                       (4.16)

 

Співвідношення між параметрами кола з LС- фільтром визначає  формула:

 

,                                                 (4.17)

де ω_пл=m_плω_м,  n=5-10.

 

П-подібний СLC-фільтр

Одним із фільтрів, що найчастіше застосовують у радіоелектронній апаратурі є
LC-фільтр з конденсатором С₀ – тобто СLC-фільтр, або П-подібний фільтр, який зображено на рис. 4.6 (за означенням в закордонній літературі – фільтр типу π).

 

Рис. 4.6 Схема електрична принципова СLC-фільтра (П-подібного фільтра)

 

Нагадаємо, що для П-подібного фільтра конденсатор С₀ розраховують водночас із випрямлячем;  LС ланку, як означено вище – (4.13); (4.14).

 

 

4.2.2.        Особливості роботи дроселя фільтра

 

Доволі ефективним є застосування у згладжувальних фільтрах компенсаційної обмотки (дросель типу Д), рис. 4.7, обмотка  – основна,  – компенсаційна.

 

Рис. 4.7 Схема електрична принципова дроселя із компенсаційною обмоткою

 

Обмотки  та  необхідно вмикати так, щоб складники змінної напруги на них були у протифазі та компенсували одна одну. Тоді за ідеальних умов можна досягти щоб напруга пульсацій в навантажувальному колі U_нпл~=0. В реальних умовах застосування компенсаційної обмотки призводить до зменшення коефіцієнта пульсації в 2…3 рази. Під час застосування уніфікованих дроселів компенсаційну обмотку слід вмикати лише в останній ланці фільтра. Тоді першими ланками будуть відфільтровані більшість вищіх гармонік, і на вхід дроселя з компенсаційною обмоткою буде прикладена майже синусоїдальна напруга змінного складника. За таких умов компенсувальний вплив обмотки  буде вельми ефективним.

Кількість витків компенсаційної обмотки визначають за формулою:

 

.                                                 (4.18)

 

Компенсаційна обмотка має декілька виводів, щоб підібрати найкраще співвідношення між w_k та w_L.

Оскільки дросель застосовують як елемент Z1 в згладжувальних фільтрах, з’ясуємо особливості його функціонання.

Основна особливість роботи дроселя ЗФ у колі випрямленого струму полягає в тому, що магнітопровід дроселя намагнічують одночасно як сталий, так і змінний складники струму (див.
рис. 4.8). Якщо не передбачити спеціальні заходи під час проектування дроселя, то підмагнічування постійним струмом (внаслідок зміщення робочої точки Р в наближену або безпосередню зону насичення магнітопроводу – із Р₁ в Р₃) призведе до зменшення динамічної магнітної проникності  так як наслідки індуктивності дроселя й коефіцієнта фільтрації ЗФ.

 

Рис. 4.8 До ілюстрації процесів в магнітопроводі дроселя ЗФ

 

Щоб запобігти цьому, магнітопровід дроселя виготовляють з немагнітним зазором (немагнітною прокладкою) певної ширини.

Режим роботи магнітного кола дроселя без немагнітного зазору  в магнітопроводі показано на рис. 4.8, де  – напруженості магнітного поля, створюваного сталим складником випрямленого струму; H_~1, H_~2, H_~3 – змінні складники напруженості магнітного поля; B_~1, B_~2, B_~3 – змінні складники магнітної індукції.

Якщо рівні напруженості магнітного поля обумовленого постійним складником навантажувального струму (H₀₁) малі, то робоча точка дроселя розташована на ділянці петлі гістерезису, далекій від насичення, де значення динамічної магнітної проникності магнітопроводу  велике, отже, й велика індуктивність дроселя

 

,                                                   (4.19)

 

де w, S_мп, l_мп – відповідно кількість витків, переріз магнітопроводу та довжина середньої лінії осердя.

Проте, оскільки дросель фільтра працює зазвичай за умови H₀>H_~, динамічна проникність магнітопроводу знижується:  та . Саме тому на ділянці петлі гістерезису, близькій до області насичення магнітопроводу, дросель має малу індуктивність і не може забезпечити високих значень коефіцієнта фільтрації ЗФ.

Зауважимо, що збільшення площини перемагнічування свідчить також про зростання втрат на гістерезис. Якщо ввести в магнітопровід немагнітний зазор завтовшки δ, крива намагнічування зміщується в напрямі підвищення напруженості магнітного поля. Зі збільшенням зазору δ крутизна ділянки ненасиченої частини кривої намагнічування зменшується, а значення напруженості магнітного поля, за якої настає насичення, зростає (див. рис. 4.9 а).

Для заданого значення напруженості магнітного поля Н₀ найбільшу крутизну кривої намагнічування спостерігають за певного (оптимального) зазору:

 

                                        (4.20)

 

де– сила струму підмагнічування навантажувального кола;

В₀ – значення індукції, що спричинена дією електромагнітної сили.

Для кожного значення струму підмагнічування є оптимальна ширина зазору lзі. (див. рис. 4.9б)

 

Рис. 4.9 До ілюстрації впливу немагнітного  зазору на характеристики магнітопроводу: а) – залежність магнітної індукції від напруженості магнітного поля для різних зазорів; б) – залежність магнітної проникності магнітопроводу від зазору

 

Проаналізуємо принцип формування фільтрів із використанням властивостей резонансних контурів.

 

4.2.3.        Резонансні фільтри

 

Для зменшення коефіцієнта пульсацій на певних (резонансних) частотах у згладжувальних фільтрах застосовують резонансні контури (рис. 4.10). Параметри резонансних контурів обирають так, щоб резонансна частота співпадала з частотою, на якій необхідно зменшити коефіцієнт пульсацій (зазвичай – частотою пульсації).

Рис. 4.10 Схеми резонансних контурів та характеристики імпедансів: а) – паралельного контуру; б) – послідовного контуру

 

Наведемо приклади згладжувальних фільтрів на основі резонансних контурів.

На частоті резонансу опір паралельного контуру (рис. 4.10, а) досягає максимального значення:

 

,                                     (4.21)

 

де  – власний активний опір обмотки дроселя.

Коефіцієнт фільтрації такого фільтра з паралельним контуром, який застосовано як елемент Z1 (рис.4.11, а) на резонансній частоті дорівнює:

 

.                                            (4.22)

 

Фільтр має суттєвий недолік: змінення значення індуктивністі L_к внаслідок залежності динамічної проникності  із зміненням сили струму навантажувального кола, тобто ефективність фільтрації залежить від І_н.сер (струм підмагнічування), таким чином, за умови змінення сили навантажувального струму значення резонансної частоти також змінюється, що призводить до зменшення kф.

 

Рис. 4.11 Схеми електричні принципові фільтрів: а) – з паралельним контуром;

б) – з послідовним контуром (режекторний фільтр)

 

Фільтр з послідовним контуром (рис. 4.11, б) на резонансній частоті має дуже малий опір, який дорівнює . Вважатимемо, що провідність 1/R_н настільки мала у порівнянні з 1/, що нею можна знехтувати. Тоді коефіцієнт фільтрації на частоті резонансу визначають як:

 

.                                                (4.23)

 

Цей фільтр доцільно застосовувати якщо значення R_н мале, тобто за великих значень сили струму та низьких напруг.

Порівняємо значення  індуктивностей резонансного (рис. 4.11 а) та індуктивно-ємнісного (рис. 4.6) фільтрів. У випадку однакових ємностей конденсаторів фільтра, вони забезпечують однаковий коефіцієнт фільтрації, за значенням:

.                                              (4.24)

 

Оскільки значення  зазвичай близько декілька десятих або одиниць ом,  m_плω – декілька сотень (якщо f_м=50 (60) Гц) або тисяч (якщо f_м=400 Гц) рад/с. на секунду, то з рівняння (4.24) випливає, що індуктивність резонансного фільтра має бути значно менше, ніж індуктивно-ємнісного в десятки разів.

Суттєві переваги резонансних фільтрів можуть бути реалізовані лише за умови стабільності частоти мережі та незмінному значенні навантажувального струму, інакше частота першої гармоніки випрямленої напруги буде відрізнятися від резонансної, що призведе до погіршення фільтрації.

 

Недоліки LC-фільтрів:

·          із зростанням сили струму у навантажувальному колі, внаслідок того, що енергоємність дроселя пропорційна квадрату сили струму (), габарити дроселя стрімко зростають;

·          внаслідок існування зазору в дроселі (див 4.2.2), виникає потік розсіювання, що є причиною електромагнітних завад;

·          коло утворено реактивними елементами, тому перехідні процеси спричинюють явища перенапруги та перенавантаження за струмом;

·          внаслідок необхідності застосовувати в магнітопроводі дроселя зазору значення магнітної проникності зменшено, що спричинює зменшення індуктивності L;

·          резонансні фільтри не доцільно застосовувати за умов змінення навантажувального струму або частоти електромережі.

 

Деякі недоліки фільтрів з реактивними компонентами відсутні в активних згладжувальних фільтрах.

 

 

 

4.3.   Активні згладжувальні фільтри

 

4.3.1.        Засади застосування транзисторів у згладжувальних фільтрах

 

Замість послідовного елемента в колі згладжувального фільтра можна застосовувати транзистор, за умови, що робоча точка визначена на нелінійній ділянці вихідної характеристики, де диференціальний опір набагато більший за статичний (див. рис. 4.12).

Рис. 4.12 Вихідна характеристика транзистора

 

Для подальшого аналізу застосуємо Т-подібну еквівалентну схему зміщення, оскільки вона є  придатною для аналізу процесів на низьких та середніх частот, а також її параметри характеризують фізичні параметри транзисторів.

Еквівалентну Т-подібну схему транзистора для змінного складника струму наведено на         рис 4.13:

Рис. 4.13 Еквівалентна Т-подібна схема біполярного транзистора

для змінного складника струму

 

Параметри цієї еквівалентної схеми відповідають фізичним параметрам транзистора: – опір колекторного переходу,  – залежне джерело напруги в колі колектора (кероване струмом),  – об'ємний опір бази,  – опір емітерного переходу. Чисельні значення цих опорів  задовольняють нерівність:

.                                              (4.25)

 

Для кімнатної температури (Тнавк.серед.=17°С)  опір  обчислюють за формулою:

 

                                        (4.26)

 

де k – стала Больцмана, k =1. [Дж/К];

T – абсолютна температура [К];

q – заряд електрона [Кл] (1,6·10^-19 Кл).

Залежність між опорами  та  визначає співвідношення:

 

                                                 (4.27)

 

Характер залежності та орієнтовні дані опору колекторного переходу від сили струму і_к  наведено відповідно на рис. 4.14 та в таблиці 4.2.

 

Рис. 4.14 характер залежності

 

Таблиця 4.2

Орієнтовні дані значення опору колекторного переходу.

, мА	1	10	100	1000
, кОм	103	100	10...20	2...5

 

Залежно від місця ввімкнення навантажувального кола, транзисторні фільтри поділяють на: ФК (навантажувальне коло у колі колектора), ФЕ (навантажувальне коло у колі емітера) та можливе також ввімкнення транзиста (паралельно навантажувальному колу) ФШ.

 

Принциповою властивістю всіх транзисторних фільтрів є необхідність виконання умови, що амплітуда змінного складника вхідної напруги суттєво менша за середне значення вхідної напруги Uт<Uсер.вх.

Почнемо вивчення активних згладжувальних фільтрів із фільтра типу ФЕ.

 

 

 

4.3.2.        Фільтри типу ФЕ

 

Схему згладжувального фільтра типу ФЕ наведено на рис. 4.15.

Рис. 4.15 Схема електрична принципова фільтра типу ФЕ

 

Фільтри типу ФЕ сформовано на основі емітерного повторювача (схема ввімкнення транзистора із загальним колектором). Емітерний повторювач у фільтрі має дві важливі переваги: його вихідний опір менший, ніж для інших схем ввімкнення транзистора, орієнтовно від десятих до одиниць ом. Окрім того, автоматичне зміщення на базу зменшує вплив змінення температури навколишнього середовища та заміни транзисторів на режим роботи фільтра.

Транзисторний фільтр типу ФЕ можна вважати RС-фільтром (коло R_б-С_б), в якому фільтрацію з навантажувального кола (з великим струмом) перенесено у коло бази (з малим струмом), тому значення R_б більше порівняно з RС-фільтром в h_21е раз , R_б:

 

.                                              (4.28)

 

Конденсатор С_вих з міркувань щодо забезпечення фільтрації не потрібен, але ці конденсатори застосовують для:

·          усунення паразитного кола зворотного зв'язку, тобто – усунення самозбудження фільтра;

·          формування прийнятної залежності змінення вихідного опору від частоти навантажувального струму.

 

Коефіцієнт фільтрації такого фільтра:

 

                                   (4.29)

 

Коефіцієнт ослаблення сталої напруги:

 

                                          (4.30)

 

Значення напруги  визначають з характеристики і_к = f(и_ке) – рис.4.12

Робочу точку обирають за умовою мінімальної напруги на транзисторі:

 

,                                         (4.31)

або

                                                    (4.32)

де U_ке.нас – напруга насичення транзистора

U_m.пл – амплітуда напруги пульсацій на виході фільтра (див. рис. 4.12).

 

                                    

 

З метою підвищення k_ф можна застосовувати дволанковий фільтр в колі бази або складений транзистор, що призведе до зменшення сили базового струму, тобто – збільшення значення R_б, та як результат збільшення k_ф.

 

Наведемо деякі модифікації транзисторних згладжувальних фільтрів (рис. 4.17)

Рис. 4.16 Схеми електричні принципові модифікацій транзисторних фільтрів типу ФЕ: а) –  з дво ланковим RC фільтром; б) –  з застосуванням складеного транзистора за схемою Дарлінгтона; в) – з застосуванням складеного комплементарного транзистора

 

Коефіцієнт фільтрації для фільтра на рис. 4.17, а орієнтовно дорівнює добутку коефіцієнтів для кожного RС-кола:

 

=                                  (4.33)

 

 

Транзистор VТ1 (на рис 4.17, б, в) називають узгоджувальним, а VТ2 – прохідним. Робочим струмом VТ1 є базовий струм VТ2  І_е.узг = І_б.рег (за відсутності R_зм). Але за умов холостого ходу або зростання температури ця пара транзисторів буде некерованою через наявність некерованого струму колектора І_ко. Щоб цього не було, треба застосовувати додатковий резистор зміщення R_зм:

 

                                                   (4.34)

 

Для транзисторів малої потужності І_зм має бути 1...2 мА, для транзисторів середньої потужності 3...4 мА, для транзисторів великої потужності – 5...8 мА.

За наявності R_зм сила емітерного струму транзистора VТ1 є:

 

                                                          (4.35)

 

В такому стані робочий режим транзистора VТ1 забезпечено незалежно від значення І_к0<<І_зм під час режиму холостого ходу фільтра або зростання температури.

На рис. 4.16, в наведено схему фільтра, у якому складений транзистор виконано за схемою з додатковою симетрією (комплементарний складений).

Наведемо формули для розрахунку параметрів складених транзисторів за схемою Дарлінгтона. Для подвоєного транзистора:

 

h_21скл=h_21еVT1h_21еVT2;                                                                                           (4.36)

·          диференціальний опір колекторного перехода

 

;                                   (4.37)

 

·          об’ємний опір бази

 

;                                    (4.38)

 

·          об’ємний опір емітерного переходу

 

         ;                           (4.39)

 

·          некерований (зворотній)  струм колектора

 

                       (4.40)

 

З цих виразів випливає, що застосування складеного транзистора, утвореного транзисторами однакової провідності, дозволяє: значно збільшити h_21б та h_21е, й зменшити І_К0. Значення r_к та r_б суттєво зростають, але відношення r_к/r_б дещо зменшується; дещо збільшується r_е.

Аналогічні формули є для складеного комплементарного транзистора у літературі з основ електроніки.

 

Властивості фільтра типу ФЕ:

·          коефіцієнт фільтрації становить десятки;

·          вихідний опір менший, а ККД більший, ніж у фільтра типу ФК (див. 4.3.3);

·          залежність основних показників від змінення температури навколишнього середовища, навантаження й розкиду параметрів елементів менших, ніж у фільтра типу ФК (оскільки основу ФЕ становить емітерний повторювач);

·          фільтр потребує швидкодіевого захисту транзистора від перенапруги та надструмів;

·          недоліком фільтрів типу ФЕ є стан, що велике значення r_к не використано, оскільки його шунтує резистор R_б.

 

4.3.3.        Фільтри типу ФК

 

Схему згладжувального фільтра типу ФК в якому r_к ввімкнено безпосередньо до навантажувального кола наведено на рис. 4.17.

Рис. 4.17 Схема електрична принципова фільтра типу ФК

 

Рис. 4.18 Ілюстрація пояснення призначення додаткових подільників напруги пульсацій:

 через підсилювальний тракт;

через подільник силового кола Z1/Z2

 

 Базовим транзисторним згладжувальним фільтром ФК є фільтр, що містить транзистор з елементами R_е, R_б, С_б в послідовному колі (Z1) і конденсатор в паралельному (Z2).

 

Проте, в такому фільтрі транзистор стосовно напруги пульсацій ввімкнено за схемою зі спільною базою, а отже він має підсилювальні властивості. Тому необхідно застосувати в складі фільтра додаткові елементи, основним призначенням яких є ослаблення змінного складника вхідної, напруги, яку може бути підсилено транзистором u_еб, тобто додаткові подільники напруги.

Резистор R_б забезпечує режим роботи транзистора за постійним струмом та крім того, створює, разом з конденсатором С_б, подільник 1 змінного складника вхідної напруги VT1, тобто це є RС-фільтр. Змінний складник напруги на виході подільника може бути визначено як:

 

,                                           (4.41)

 

де – середньоквадратичне значення змінного складника вхідної напруги фільтра;

 

 - опір конденсатора Сб, який розраховано з умови |хб|<<Rб.

        

Резистор R_е та вхідний опір транзистора r_е утворюють подільник 2 змінного складника вхідної напруги.

Такий фільтр суттєво послаблює напругу пульсацій, що потрапляє на вхід транзистора і згладжувальну дію фільтра в основному буде визначати співвідношення =.

 

Отже, перш ніж потрапити безпосередньо на вхід транзистора, змінний складник напруги послаблено двічі, тому згладжувальну дію в силовому (навантажувальному) полі, визначає подільник |Z₁|-|Z₂|.

Напруга u_еб – це різниця напруг u_Re~ та u_е = u_Cб, тому під час зростанні струму транзистора (див. рис. 4.17) позитивний потенціал (відносно точки 1) бази транзистора зменшується, що протидіє зростанню струму, тобто пояснює великий опір Z1 фільтра змінному складнику.

 Для зменшення змінного складника напруги u_бе, який транзистор підсилює необхідно зменшити цю напругу вибором відповідної ємності конденсатора С_б (подільник 1, та R_е – в подільнику 2).

Пояснімо цей процес прикладом (рис. 4.18). На вході фільтра маємо U_вх~=100 мВ, внаслідок фільтрації елементами Z1 - Z2  з К_ф = 100,  а виході маємо 1 мВ.

Ця напруга надходить також на вхід емітер-база VT який ввімкнено за схемою із загальною базою, що забезпечує підсилення u_бе, наприклад, з коофіцієнтом підсилення К_п =20, тоді на виході матимемо 200 мВ, що повністю зводить нанівець ефект фільтрації в силовому колі Z1 - Z2. Якщо застосовано два полільника напруги, яку транзистор підсилює, то на виході отримаємо  лише 0.2 мВ. (див. мал. 4.18)

 

Визначимо кількісні співвідношення для Z1 за еквівалентною схемою (рис. 4.20).

Рис. 4.19 Еквівалентна схема послідовної ланки фільтра

 

Коефіцієнт фільтрації згладжувального фільтра типу ФК обчислюємо за формулою , де .

Величину  визначимо на підставі аналізу методом контурних струмів I₁ та I₂ еквівалентної схеми послідовної ланки фільтра за змінним струмом (рис. 4.19).

Складемо матрицю опорів цієї схеми із урахуванням генератора напруги керованого  струмом ():

 

,                 (4.42)

 

де R_е=R_е+r_е

Головна діагональ матриці – це власні опори контурів: першого –  і другого – , а в іншої діагоналі – опори, загальні для обох контурів, тобто . Наявність в еквівалентній схемі джерела залежної ЕРС , яке відображено в матриці керувальним параметром , що вписано в рядок, відповідно номеру контуру із залежним генератором напруги (1), а стовпець – номеру контуру із керувальним струмом (2).

Віднімемо від другого стовпця перший і отримаємо матрицю:

 

.                                     (4.43)

 

Визначник даної матриці, з урахуванням того, що для опорів Т-подібної схеми заміщення актуальне співвідношення (4.25) r_к>>r_б>>r_е, обчислюють за формулою

 

.                    (4.44)

 

Опір послідовної ланки фільтра , за еквівалентноюсхемою це опір в точках 1-2.

 

,                                          (4.45)

 

або, з урахуванням виразу для  (4.41)

 

,                                        (4.46)

 

 

де  і  – алгебраїчні доповнення, визначені з початкової матриці (4.42) за урахуванням h_21бr_к>>R´_е:

 

 

З урахуванням останнього можна записати

 

.                                                    (4.47)

 

Забезпечення виконання умови |Z₁|>>|Z₂| може бути досягнуто збільшенням чисельника виразу (4.47) або зменшенням його знаменника. Збільшення чисельника можливе тільки із збільшення опору резистора R_e, а отже призводить до зниження ККД фільтра. Доцільніше зменшити знаменник шляхом нехтування одним із його доданків.

За умов , тобто якщо додатковий подільник 1 має велике значення коофіцієнт фільтрації більше (50...100) та  опір Z₁ має максимальне значення

 

.                                              (4.48)

 

В загальному випадку коефіцієнт фільтрації фільтра типу ФК можна визначити за формулою

 

,                               (4.49)

 

           А з урахуванням (4.48)

 

.                                             (4.50)

 

Коефіцієнт ослаблення сталої напруги

 

.                              (4.51)

 

З (4.49) і (4.51) випливає, що опір резистора R_e чинить різний вплив на основний показник якості фільтра – коефіцієнт згладжування пульсації: збільшення R_e призводить до зростання k_ф і зменшення λ_ном.

 

Властивості фільтра типу ФК:

·          можливість досягнення високих значень коефіцієнта згладжування пульсацій напруги (до декількох сотень);

·          можливість застосування за високих вхідних напругах (U_вх.сер>U_{ке.mах.доп}) із забезпеченням швидкодії захисту транзистора;

·          порівняно невисокий ККД (30...50%);

·          показники суттєво змінюються під час змінення температури навколишнього середовища, навантажувального струму й розкиду параметрів елементів фільтра.

 

Можливим є також застосування ввімкнення транзистора паралельно навантажувальному колу. Це є транзисторний фільтр типу ФШ.

 

4.3.4.        Фільтри типу ФШ

 

Схему згладжувального фільтра типу ФШ наведено на рис. 4.20а. Це модифікація із формуванням керувального сигналу з виходу; існують також модифікації із формуванням керувального сигналу зі входу, але вони дуже критичні в налагоджені й тому їх практично не застосовують.

 

Рис. 4.20 Згладжувальний фільтр типу ФШ: а – схема електрична принципова;

б – еквівалентна  схема

 

У згладжувальному фільтрі з паралельним вмиканням транзистора та навантажувального кола  змінний складник вхідної напруги (пульсацією) u_пл~ компенсує протифазна напруга u_R~, утворена на резисторі  внаслідок змінення струму транзистора, зумовленого наявністю напруги u_пл~ (рис 4.20 б), яке потрапляє на вихід транзистора через ланки С_бR_б.

Для компенсації напруги u_пл~ напругою u_R~ необхідно, щоб було виконано дві умови:

·          однакові значення модулів |_вх~|=|_R~|;

·          протилежні значення фаз цих напруг.

Послідовною ланкою в цьому фільтрі є резистор, паралельною – коло, складене з транзистора та елементів  і , еквівалентний опір якого в точках 1-2 (див. рис. 4.20, а) становить .

З урахуванням  необхідності дотримання умови протилежних значень фаз наведених вище напруг можна записати () й тоді:

 

,                                           (4.52)

або для порівняння

 

k_ф=R_фω_плС_екв;                                                         (4.53)

 

де

.                                            (4.54)

 

Коефіцієнт ослаблення сталої напруги

 

,                                (4.55)

 

де І_е – сила струму емітера транзистора (зазвичай до 100 мА); тому цей фільтр доцільно застосовувати якщо І_н>>І_е≈100мА та низьких U_н).

 

Вихідний опір фільтра має активний характер, тобто практично не залежить від частоти

 

.                                         (4.56)

 

Властивості згладжувального фільтра ФШ (за умови керування з виходу):

·          забезпечує значення коефіцієнта згладжування пульсацій напруги до декількох десятків;

·          витримує перенавантаження та короткі замикання з боку виходу, має низький вихідний опір, невисокий ККД ();

·          застосовують переважно в низьковольтних колах із великим значенням сили струму (інколи – за умови значної сили струму навантажувального кола: ампери, десятки ампер – замість резистора  доцільно встановлювати дросель).

 

Далі з’ясуємо властивості багатоланкових фільтрів.

 

4.4.   Багатоланкові фільтри

 

4.4.1.        Модифікації багатоланкових фільтрів

 

Приклади деяких схем багатоланкових фільтрів наведено на рис. 4.21

 

Рис. 4.21 Схеми електричні принципові багатоланкових фільтрів: а) – дволанковий фільтр; б) – фільтр з дволанковим RС колом на вході; в) – дволанковий LС-ФК; г) – триланковий фільтр.

За необхідністю можна навести ще багато варіантів багатоланколанкових фільтрів.

Для отримання k_ф1>70 більш економічними є дволанкові та інколи триланкові фільтри. У більшості випадків ланки такого фільтра однакові (рис. 4.22, а).

Оскільки |х_L|>>|х_С|, то вважатимемо, що кожна ланка фільтра за змінним складником розв`язані. Тому коефіцієнт фільтрації р-ланкового фільтра k_ф^(р) дорівнює добутку коефіцієнтів фільтрації окремих його ланок:

 

k_ф^(р)=k_ф1k_ф2…k_фр                                        (4.57)

 

Таким чином дволанковий фільтр (рис 4.21, а) за однакових ланок L₁=L₂=L та С₁=С₂=С мають коефіцієнт фільтрації:

 

k_ф^(р)=(m_п²ω_с²LС)²                                       (4.58)

 

Порівняємо коефіцієнти фільтрації дволанкового та одноланкового  індуктивно-ємнісного фільтрів за умови, що сумарні значення ємності та індуктивності обох фільтрів однакові. Це означає, що одноланковий фільтр має індуктивність 2L та ємність 2С та його коефіцієнт фільтрації відповідно

 

k_ф⁽¹⁾= m_п²ω_с²4LС                                        (4.59)

 

З урахуванням (4.58) та (4.59) маємо

                                                  (4.60)

 

З (4.60) випливає, що за k_ф>16 більш доцільним буде дволанковий фільтр. Проте на прикладі з урахуванням реальних компонентів та номенклатури параметрів фільтри доцільно застосовувати за k_ф  до 70.

 

 

 

4.4.2.        Визначення допустимого значення напруги пульсацій для підсилювача

 

Напруга пульсацій джерела живлення часто є основною складовою завад на виході підсилювача низької частоти. Рівень завад нормують відносно до номінального рівня корисного сигналу і встановлюють зазвичай у межах -60 ... -70 дБ. Рівень окремих складових пульсацій повинен бути нижчим вказаного значення не менше ніж на 6 дБ.

В багатьох випадках напруга пульсацій джерела електроживлення не відповідає вимогам до підсилювача. Тому  необхідні додаткові засоби для її зниження у колах живлення окремих, особливо вхідних, ланок підсилювача, а інколи і беспосередньо на виході джерела живлення.

На виході ДВЕЖ застосовують транзисторні стабілізатори напруги або транзисторні фільтри; У колах електроживлення попередніх каскадів підсилювача зазвичай застосовують RС-фільтри.

У таблиці 4.3 наведено значення коефіцієнтів передавання напруги попередніх каскадів йнапруги пульсацій на затискачах джерела електроживлення т_вх=U_п.вх/U_п.

 

Таблиця 4.3

Значення коефіцієнтів передавання напруги попередніх каскадів

 

 

Схема каскаду	Коефіцієнт передачі напруги пульсацій до входу різних каскадів mвх
	,       де
	,   де    при ХС<<(Rk+Rд1)

Схема кінцевого каскаду	Коефіцієнт передачі напруги пульсацій джерела до навантаження твих
	,       де    Rвих  - вихідний опір транзистора
	,     за умови Rвих>>Rн>>Хс, де Хс =1/ωпС

 

У таблиці 4.4 наведено значення коефіцієнтів прямої передачі навантаження пульсацій джерела для різних вихідних каскадів підсилювача.

 

 

Під час визначення допустимої напруги пульсцій U_п.доп. на виході ДВЕЖ та напруги пульсацій, що підводять через живлення до каскадів підсилювача, можна орієнтовно прийняти, що кожна з вказаних складових на виході підсилювача повинна бути на 6-10 дБ нижче допустимого значення. Також враховують, що на виході підсилювача виникає також і тепловий шум, який утворюється в основному у вхідних його колах. Допустима напруга пульсацій (у вольтах) на навантаженні

,                                         (4.61)

 

де А- коефіцієнт згасання, характеризує відношення значень напруги вихідного сигналу до напруги завад (у цій ситуації це напруга пульсацій) -А =20lg(U_с.н/U_пл.доп); U_пл.доп – допустима напруга завад на виході підсилювача.

Якщо напруга пульсацій U_пл перевищує U_пл.доп на виході джерела живлення необхідно передбачити додатковий згладжувальний фільтр. Допустиме значення напруги пульсацій,  на вході попередніх  каскадів підсилення, визначаємо з формули:

 

,                                               (4.62)

 

де Кu_і – коефіцієнт підсилення напруги пульсацій між входом певного каскаду підсилювача та  виходом підсилювача.

Якщо напруга пульсацій, яку підводять до входу каскада перевищує U_{пл.вх.доп}, необхідно застосовувати додатковий фільтр з коефіцієнтом фільтрації

 

.                                             (4.63)

 

Малий струм, що споживають попередні каскади підсилення, дозволяє застосовувати і RС- або базові транзисторні фільтри. Зазвичай такі фільтри вмикають послідовно у коло живлення бази одного або двох ланок підсилювача. За цих умов для першого і другого каскадів їх коефіцієнти фільтрації перемножують із додатковими RC ( та ) фільтрами. На рисунку 4.22 наведено приклад трьохкаскадного підсилювача низької частоти.

 

Рис. 4.22 Приклад застосування RC фільтрів у лінії електроживлення підсилювача.

 

Для забезпечення штатного функціонування ДВЕЖ, необхідно правильно розрахувати темпратурний режим, щоб температура елементів та вузлів не перевишувала допустиму.

 

 

4.5.   Основи розрахунку тепловідводу

 

Важливою складовою процесу проектування ДВЕЖ взагалі та згладжувальних фільтрів зокрема є розрахунок теплових режимів.

Це є суттєвим з декількох аспектів:

·          негативний вплив надмірної температури на чутливі до її змінення прилади (цей процес характеризує температурний коофіцієнт напруги ТКН);

·          надмірне нагрівання компонентів призводить до зкорочення терміну  роботи (ресурсу);

 

З’ясуємо, яким чином слід забезпечувати нормальний температурний режим функціональних вузлів ДВЕЖ, зокрема транзисторного згладжу вального фільтра.

Потужність розсіяння прохідним транзистором

 

,                                              (4.64)

 

де U_ке – мінімально можливе значення напруги падіння на транзисторі

 

Нагрівання транзисторів, моткових вузлів та інших елементів електричних та електронних пристроїв визначають умовами охолодження (за умови натуральній конвекції – площею охолодження і умовами теплопередавання), температурою навколишнього середовища та потужністю розсіяння.

За законом Ньютона температуру перегрівання (різниця між температурою пристрою Т та температурою навколишнього середовища Т_навк) визначають за формулою

 

,                                             (4.65)

 

де Р_вт – потужність втрат; α_т – коефіцієнт теплопередавання; S – загальна площа поверхні пристрою; R_т – тепловий опір.

У зв’язку з тим, що втрати в трансформаторі мають дві складові – втрати у магнітопроводі Р_вт.мп і втрати у котушці з проводом Р_вт.пр, треба підрахувати окремо температуру перегрівання котушки

 

                                                     (4.66)

 

і температуру перегрівання магнітопроводу

 

,                                                     (4.67)

 

де α_пр, α_мп довідкові дані (для моткових вузлів). α можна визначити з графіка, наведеного на рис. 4.23.

 

Рис. 4.23 Залежність коефіцієнту теплопередавання від потужності для частот  50 та 400 Гц для моткових вузлів

 

Тоді для спрощення обчислень можна скористатися узагальненою формулою

 

,                                                (4.68)

 

де значення α_Т для трансформаторів, які працюють на частотах 50 та 400 Гц, при потужностей 20…500 Вт становлять відповідно (1.4 та 1.6…0.9 та 1.1)∙10^-3 Вт/°С∙см². (рис 4.23)

Формулою 4.65 застосовують також для визначення теплового опору радіанта або площі його поверхні, на якому встановлено діоди та (або) транзистори. В цьому разі необхідними для розрахунку теплового режиму даними є тип транзистора (діода), температура навколишнього середовища  Т_навк, максимально допустима температура переходу Т_пер, потужність розсіяння Р_роз=Р_вт.

На підставі (4.65) необхідний тепловий опір визначають як

 

                                                    (4.69)

де Т_рад – температура тепловідводу, яку визначають як

 

          Т_рад=Т_п־Р_вт(R_п-к+R_к-р)                                                   (4.70)

 

Значення теплового опору перехід-корпус транзистора R_п-к можна визначити з довідника або за формулою

,                                                    (4.71)

 

де Р_роз.mах – максимально допустима потужність розсіяння транзистора (довідникові дані).

Дані що до теплового опору корпус-радіатор R_к-р теж є в довідниках. Орієнтовно значення R_к-р (°С/Вт) можна визначити за формулою

,                                                  (4.72)

 

де S_к – площа контактної поверхні напівпровідникового приладу, см².

Після визначення теплового опору радіатора (тепловідвода) R, за довідниками чи за нормативними даними можна визначити його типорозмір або ж визначити площу поверхні охолодження за формулою

,                  (4.77)

 

де α_т – коефіцієнт теплопередавання радіатора (довідковий параметр).

 

Існують також інші способи вибору тепловідводів.

 

 

 

Рис. 4.24 Тепловий опір радіаторів охолодження напівпровідникових приладів:  а) – радіатор односторонній з природнім охолодженням (типу РОЕ);  б) – радіатор двосторонній з природним охолодженням (типу РДЕ)

 

           

Рис. 4.25 Типи радіаторів охолодження напівпровідникових пристроїв: а) - односторонній для установки напівпровідникових пристроїв; б) - двосторонній з природним охолодженням (відмінність радіаторів з примусовим охолодженням – в меншій відстані між ребрами в 5 мм, замість 10мм).

 

До складу ДВЕЖ входять також моткові компоненти, тому визначимо втрати потужності у них.

 

 

4.6.   Перехідні процеси у згладжувальних фільтрах

 

4.6.1.        Перехідні процеси LCфільтра за умов комутації вхідної напруги випрямляча

 

Перехідні процеси супроводжують стани ввімкнення та вимкнення випрямляча з фільтром з боку мережі живлення, а також змінення навантаження.

В індуктивно-ємнісному фільтрі під час нестаціонарних процесів можуть виникати стрибки струму (надструми) та напруги (перенапруги), які в деяких випадках можуть пошкодити вентилі транзистори, дроселі та конденсатори фільтра або спричинити аварію трансформатора.

На характер перехідного процесу впливають параметри випрямляча, фільтра та навантажувального кола. Правильний підбір елементів фільтра забезпечує нормальну роботу приладу.

Проаналізуємо перехідні процеси у режимі підключення фільтра до джерела постійного струму з ЕРС  (рис. 4.26,а).

Рис. 4.26 LC-фільтр під час комутації (ввімкнення) випрямляча: а) – еквівалентна схема;

б) – графіки напруги та струму; в) – схема з пусковими резисторами.

 

На рис. 4.27 а  – внутрішній опір випрямляча, який дорівнює

 

.                                          (4.74)

 

Перехідні процеси у такому колі описують рівняннями:

 

,                                        (4.75)

 

,                                                    (4.76)

 

.                                                (4.77)

 

Після  розв’язку диференційних рівнянь (4.75), (4.76) та (4.77) з урахуванням того, що на практиці зазвичай

де  – власна частота фільтра, що дорівнює

 

,

 

отримаємо

 

,                                        (4.78)

 

,                                         (4.79)

 

            де  – характеристичний опір індуктивно-ємнісної ланки фільтра.

З (4.79) випливає, якщо , тобто за  значення надструму буде максимальним:

 

,                                           (4.80)

 

де враховано, що .

З (4.80) випливає, якщо , тобто якщо  значення перенапруги буде максимальною:

 

,                                          (4.81)

 

 

  за умови, що .

Криві u_пл та I_пл на рис. 4.26. – обвідні максимумів напруги та струмів під час перехідних процесів, наведено із врахуванням виразів 4.77 та 4.78.

 та  мало відрізняються один від одного, тому можна вважати, що гранична напруга  (див. (4.81)). Для зменшення значення перенапруги слід враховувати опір  та обирати фільтр з меншим хвильовим опором , тобто з більшою ємністю конденсатора та меншою індуктивністю дроселя. Резонансні явища слабше проявляють себе в низькодобротному контурі, тобто у якого значення хвильовго опіру  мале, та   – велике.

Невелике значення опіру  створює належні умови для обмеження перенапруг, прте призводить до значних надструмів відповідно до (4.80), окрім того надструм може бути в кілька разів більшим за струм . На значення опіру  суттєво впливає вид навантаження. За імпульсного навантаження не можна збільшувати . Тобто, значення  обирають згідно значень допустимої перенапруги та можливого надструму. Зазвичай прийнятним вважають значення перенапруги близько 20% від номінального значення в усталеному режимі. Тому іноді для вибору необхідного значення  під час пуску збільшують опір , що зменшує надструм та перенапругу. Для цього послідовно з первинною обмоткою трансформатора вмикають пускові резистори  (рис. 4.26,в). У момент пуску ввімкнені всі резистори. Далі їх один за одним замикають таким чином, щоб надструми та перенапруги не перевищували допустимі. Об’єднанням реле часу з контакторами, що перемикають пускові резистори, можна здійснити автоматичне вимкнення випрямляча. Значення пускового опору визначають за умови , звідки , де  – коефіцієнт трансформації.

Якщо живлення випрямляча здійснено через автотрансформатори або регулятори напруги, то пускові резистори не потрібні, бо первинну напругу можна плавно підняти до номінальної.

 

4.6.2.        Перехідні процеси  LC за умов імпульсного навантаження

 

Проаналізуємо режим, коли перехідний процес встигає практично закінчується на інтервалі  між комутаціями.

 

 Після складення а роз`язку відповідних рівняннь з урахуванням початкових умов, отримано для процесів за умов підключення навантаження за час t_п1:

 

;                                (4.82)

 

і_В=І_н.сер(1-е^-αtcosω_фt)                                            (4.83)

 

та для процесу за умови відключення навантаження за час t_п2:

 

;                                     (4.84)

 

і_В=І_н.сере^-αtcosω_фt.                                       (4.85)

 

За імпульсного навантаження найбільш небезпечними є перенавантаження за умов відключення навантаження (4.84) та надструми під час його підключення (4.83).

Інколи за умов імпульсного навантаження відбувається неповне відключення R_н, внаслідок чого значення струму змінюється від І_н.сер до І_н.сер.ч. Під час цього режиму за умови зміни навантаження від часткового І_н.сер.ч до номінального І_н.сер:

 

;                           (4.86)

 

;                               (4.87)

 

та за умов часткової зміни навантаження І_н.сер.ч до І_н.сер:

 

;                          (4.88)

 

.                             (4.89)

 

де U_н.сер.ч – напруга на навантазі за умов часткового відключення навантаження під час сили струму І_н.сер.ч.

Максимальне значення надструму і_Вmax та перенапруги u_Сmax:

 

                                          (4.90)

 

                                       (4.106)

 

Таким чином,  за умов імпульсного навантаження, так само як і за умов комутації випрямляча, доцільно, щоб ρ набувало невеликих значень для зменшення перенапруги, але це призведе до збільшення надструмів. За умов імпульсного режиму роботи надструм не досягає значення більшого за 2І_н.сер, у той час як перенапруга (за великих значень ρ) може бути дуже значною. З метою зменшення перенапруги та надструму в імпульсному режимі роботи неможливо застосовувати пускові резистори і тому значення ρ фільтра слід обирати  з допустимих надструмів та перенапруг (4.90, 4.91). Нестаціонарні процеси у випрямлячах малої потужності внаслідок великих опорів r_В мають аперіодичний характер. У фільтрах таких випрямлячів надструми та перенапруги дуже малі.

 

 

4.6.3.        Перехідні процеси у транзисторних фільтрах

 

Під час ввімкнення випрямляча з транзисторним фільтром відбувається заряд конденсатора С_Б та С1 у фільтрі ФК, конденсатора С_Б у фільтрі ФЕ, а також заряд конденсатора С₀, якщо він встановлено після випрямляча. Постійна часу заряду конденсатора С₀ значно менша, ніж  С_Б та С1, тому вважати, що у момент ввімкнення випрямляча напруга на вході фільтра миттєво досягає установленого значення U_вх.ном. Оскільки в цей момент u_Сб=0 та u_С1=0, то ЕРС Е_вх практично повністю прикладено до ділянок колектор-емітер та колектор-база (у фільтрі ФЕ). Під час заряду конденсатора ці перенапруги поступово зменшуєтьсяся. Таким чином, у момент підключення для фільтрів ФК та ФЕ

 

                                               (4.92)

 

Перенапруги є також під час пробою конденсатора С_Б або С1 і під час короткого замикання на виході фільтра, але за цих умов  u_КБ буде меншим ніж те, що визначено за формулою 4.92.

Значення надструмів найбільше за умови короткого замикання на виході фільтрів. Такі надструми мають в порівнянні з перенапругою більш тривалий характер (доки не спрацює захист – долі секунд) і викличе значний сплеск потужності на транзисторі. За таких умов для фільтра ФЕ струм колектора:

 

                                         (4.93)

 

напруга на конденсаторі

 

                                   (4.94)

 

Потужність, що розсіюється на колекторному переході

 

                                (4.95)

 

Фільтри ФЕ та ФК захищають від перенапруги та надструмів, стабілітронами, обмежуальними резисторамии та електронним швидкодіючим захистом.

Фільтри ФШ не потребують захисту від короткого замикання на виході та під час ввімкнення випрямляча. Однак за умов холостого ходу збільшуються І_к, І_е, U_к та Р_к, які не повинні перевищувати допустимих паспортних значень. За умов холостого ходу, нехтують U_е.б по відносно  U_вих:

 

                               (4.96)

 

струм колектора

 

                          (4.97)

 

напруга колектора

 

                                     (4.98)

 

потужність, що розсіюється на колекторному переході

 

                          (4.99)

 

       З наведеного вище випливає, що на характер перехідного процесу впливають параметри випрямляча, фільтра та навантажувального кола.

 

 

 

 

 

 

4.7.   Висновки

 

1.        Значення коефіцієнта пульсацій, необхідного для штатного функціонування приладів/пристроїв зазвичай суттєво менші за К_пл  на виході випрямляча.

2.        Функціональний вузол який узгджує значення  на затискачах навантаження, - це згладжувальний фільтр.

3.        k_пл характеризує напругу; а для визначення функцій згладжувального фільтра застосовують k_{ф -} коефіцієнт фільтрації, який характеризує ослаблення змінного складника, та _ном – коефіцієнт ослаблення номінального значення сталої напруги, К – коофіцієнт згладжування, який характеризує згладжувальний фільтр вцілому.

4.        Згладжувальні фільтри класифікують за елементною базою (пасивні та активні - транзисторні, кількість ланок (одноланкові багатоланкові)), за застосуванням резонансних контурів (паралельні та послідовні).

5.        Найпростішим фільтром є ємнісний; проте наявність конденсатора на виході випрямляча впливає на електричні процеси у випрямлячі та розрахункові формули, тому цей фільтр розраховують разом з випрямлячем.

6.        RC фільтр доцільно застосовувати за низьких значень сили струму () та високих значеннях напруги. Їх зазвичай застосовують в підсилювачах між каскадами.

7.        За умов великих струмів та низьких напруг (одиниці, десятки вольт) доцільно застосувати  фільтр типу L

8.        За звичай, за конкретних умов найчастіше застосовують фільтри типів LC та CLC.

9.        Для збільшення коофіцієнта фільтрації в дроселях, призначених для згладжувальних фільтрів, застосовують компенсаційну обмотку.

10.   Особливістю роботи дроселя фільтра є підмагнічування постійним струмом. Для послаблення негативного впливу цього явища в магнітопроводі дроселя застосовують немагнітний оптимальний зазор.

11.   За умови незмінної частоти електро...  та навантажувального струму ефективними є резонансні фільтри.

12.   Недоліки LC фільтрівобумовлені наявністю немагнітного зазору, що спричинює електромагнітні завади, стрімким зростанням габаритів і маси дроселів із зростанням сили струму (пропорційно ), сплески напруги і струму під час комутаційних режимів, а також процес напівпровідникових технологій спонукали розроблення транзисторних фільтрів.

13.   Транзисторний фільтр типу ФЕ сформовано на базі схеми ввімкнення транзистора із загальним колектором (емітерного повторювача) забезпечує коофіцієнти фільтрації декількох десятків та мінімальний вихідний опір, його принцип дії базується на перенесення фільтрації їз силового кола (великої сили струму) до кола бази (малої сили струму).

14.   Транзисторний фільтр типу ФК сформовано на основі схеми із загальною базою, яка забезпечує фільтрацію подільником із опіру колекторного переходу та реактансом вихідного конденсатора, проте має за базовим колом підсилення напруги пульсації, що нейтралізовано суттєвим зменшенням цієї напруги двома подільниками в базовому колі; К_ф – десятки, сотні, вихідний імпенданс формує вихідний конденсатор.

15.   Особливістю транзисторного фільта ФШ є ввімкнення транзистора паралельно навантажувальному колі, що забезпечує захист транзистора від короткого замикання; коофіцієнт фільтрації за умови керування з виходу – декілька одиниць, десятків, вихідний імпенданс формує вихідний конденсатор, його доцільно застосовувати за великої сили навантажувального струму (одиниці, десятки ампер) та низьких напруг (одиниці до 15...20В).

16.   З метою покращення характеристик транзисторних стабілізаторів застосовують складені транзистори за схемою Дарлінгтона або комплементарні.

17.   З метою підвищення коофіцієнта фільтрації   К_ф > 60...70 застосовують багатоланкові івльтри дволанкові та триланкові.

18.   Важливим параметром, що забезпечує високоякісні характеристики підсилювача є коофіцієнт пульсації напруги електроживлення, значення якого повинно бути меншим на попередніх каскадах, що забезпечують додоткові RC фільтри.

19.   З метою забезпечення потужності розсіювання прохідним транзистором необхідно застосовувати тепловідводи (радіатори) за параметром – тепловий опір .

20.   За умов комутації вхідної напруги або/та навантажувального струму LC фільтр формує перехідні процеси із сплесками напруги та струму, що може пошкодити елементи джерела живлення та навантаження.

 

4.8.   Контрольні питання та завдання

 

1.        Наведіть приклади необхідних значень коефіцієнтів пульсацій для вимірювальних    приладів вихідного каскаду підсилювча потужності, тощо.

2.        Обгрунтуйте необхідність застосування згладжувальних фільтрів.

3.        Визначте якими параметрами характеризують згладжувальні фільтри.

4.        Охарактеризуйте класифікацію  згаджувальних фільтрів.

5.        Виведіть розрахункові формули для коефіцієнтів фільтрації kф та  для RС-фільтрів.

6.        Виведіть розрахункові формули для коефіцієнтів фільтрації kф та  для LС-фільтрів.

7.        Накресліть схеми пасивних згладжувальних фільтрів та назвіть сферу їх застосування. Охарактеризуйте переваги та недоліки.

8.        Накресліть схеми резонансних згладжувальних фільтрів та визначте сферу їх застосування.

9.        Накресліть схеми транзисторних згладжувальних фільтрів та визначте сферу їх застосування.

10.   Обгрунтуйте доцільність застосування багатоланкових фільтрів.

11.   Обгрунтуйте доцільність застосування компенсаційної обмотки у дроселі фільтра.

12.   Визначте особливості роботи дроселя фільтра. Поясніть призначення оптимального       немагнітного зазору у магнітопроводі дроселя.

13.   Сформулюйте принцип роботи та переваги фільтра типу ФЕ.

14.   Сформулюйте принцип роботи та переваги фільтра типу ФК.

15.   Сформулюйте принцип роботи та переваги фільтра типу ФШ.

16.   Поясніть призначення складеного транзистора утранзисторному згладжувальному фільтрі.

17.   Охарактеризуйте перехідні процеси у LС-фільтрах.

18.   Охарактеризуйте перехідні процеси у транзисторних фільтрах.

19.   Поясніть засоби розрахунку теплових процесів.

20.   Дайте визначення температурі перегрівання.  

 

 

4.9.   Задачі для самопідготовки

 

Задача № 4.1

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=8%; коефіцієнт згладжування пульсацій  K=20; вхідна напруга U_вх.ном=12 В; вихідна напруга U_{вих.ном}=10 В

Визначити

Коефіцієнт пульсації на виході k_пл.вих та параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт фільтрації k_ф, коефіцієнт ослаблення λ.

Стратегія

Застосувати співвідношення:

 

Розв'язок

; ;  

 

Відповідь: коефіцієнт пульсації на виході k_пл.вих=0.4%, коефіцієнт фільтрації k_ф=24, та коефіцієнт ослаблення λ=0.83

 

Задача № 4.2

Дано

Напруга на виході U_н=5 В; сила навантажувального струму І_н=5А;  частота мережі f_пл=100 Гц; напруга на вході U_вх=6 В, коефіцієнт фільтрації k_ф=20, ΔU_L=1 В.

Визначити

Розрахуйте значення L_ф, К

Стратегія.

Застосовати співвідношення:

;    ;    ;    ; 

ω_пл=2πf_пл.

 

Розв'язок.

;   ;   рад;

 Ом ;    Гн 

 

 

Відповідь: індуктивність фільтра L_ф=0.03 Гн; К=20

 

Задача № 4.3

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=12%; сила навантажувального струму І_н=0.02А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =1%; коефіцієнт ослаблення λ=0.8; частота мережі f_м=50 Гц; напруга на виході U_н=100 В; m_пл=2.

Визначити

Обґрунтуйте доцільність застосування RС фільтра; розрахуйте R_ф та С_ф.

Стратегія

На підставі виконання нерівності  І_н<0.3 А, а також за умов низикого струму та високої напруги доцільно застосовувати RС фільтр

; ; ω_пл=2πf_пл.; f_пл=m_плf

;  ;

 

Розв'язок

 кОм;  кОм;  ;

 рад;  Вт

  мкФ

 

Значення опорів та ємностей  визначаємо зі стандартного ряду.

Відповідь: опір резистора фільтра R_ф=1.3 кОм та потужність розсіяння Р_роз=0.5 Вт; ємність фільтра С_ф=33 мкФ

 

 

Задача № 4.4

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході фільтра k_пл.вх=67%; сила навантажувального струму І_н=3А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =2%;  частота мережі f_м=50 Гц; напруга на виході U_н=15 В; напруга на вході U_вх=25В; L=2L_mіn; m_пл=2.

Визначити

Обґрунтуйте доцільність застосування LС фільтра; розрахуйте L_ф та С_ф.

Стратегія

На підставі виконання нерівності  І_н>2 А, а також за умов високого струму та низької напруги доцільно застосовувати LС фільтр

; ; ω_пл=2πf_пл.; f_пл=m_плf

;  ;

 

Розв'язок

 Ом;  рад;  мГн;

 мГн;  ;

 мФ

 

Значення індуктивностей та ємностей  визначаємо зі стандартного ряду

Відповідь: індуктивність фільтра L_ф=11 мГн; ємність фільтра С_ф=13 мФ

 

Задача № 4.5

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=20%;  напруга на колекторі-емітері U_ке.нас=2 В; вихідна напруга U_{вих.ном}=12 В; навантажувальний струм І_н=0.5 А.

Визначити

Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт корисної дії η та вхідну напругу U_вх.

Стратегія

Застосувати співвідношення:

; ;

 

Розв'язок

 В;  Вт;  

 

Відповідь: коефіцієнт корисної дії η=0.69, вхідна напруга U_вх=17.5 В

 

Задача № 4.6

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=10%;  навантажувальний струм І_н=0.25А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =0.5%;  частота f=50 Гц; напруга на виході U_н=10 В; напруга на вході U_вх=15В; m_пл=2; h_21Е=50; напруга на колекторі-емітері U_ке.нас=2 В.

Визначити

Тип фільтру. Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт корисної дії η,опір бази R_б,  коефіцієнт фільтрації k_ф, коефіцієнт ослаблення λ,коефіцієнт згладжування пульсації K, та ємність бази С_б.

Стратегія

На підставі  того, що k_ф 20…40 доцільно застосовувати фільтр типу ФЕ.

Застосувати співвідношення:

; ; ; ω_пл=2πf_пл.; f_пл=m_плf; ;

;

;

.

 

Розв'язок

Значення опорів та ємностей  визначаємо зі стандартного ряду

 А;  Ом; рад; ;

 Вт;  ;

 нФ

 

Відповідь: Фільтр типу ФЕ. Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт корисної дії η≈0.67,опір бази R_б=100 Ом,  коефіцієнт фільтрації k_ф≈30, коефіцієнт ослаблення λ=0.67,коефіцієнт згладжування пульсації K=20, та ємність бази С_б=0.68 нФ

 

Задача № 4.7

Дано

Джерело живлення, яке потребує захисту від  коротких замикань.  Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=10%; сила навантажувального струму І_н=0.25А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =0.5%;  напруга на виході U_н=10 В; напруга на вході U_вх=15В; h_21Е=50; напруга на колекторі-емітері U_ке.нас=2 В; струм емітера І_е=0.1 А.

Визначити

 Тип фільтру. Параметри згладжувального фільтра, а саме, опір бази R_б,  коефіцієнт фільтрації k_ф, коефіцієнт ослаблення λ,коефіцієнт згладжування пульсації K.

Стратегія

З транзисторних фільтрів лише фільтр типу ФШ не потребує захисту від короткого замикання. Отже дошільно застосовувати фільтр типу ФШ.

Застосувати співвідношення:

; ; ;

 

 

Розв'язок.

Значення опору визначаємо зі стандартного ряду

;  мА;  кОм;

;

 

Відповідь: Фільтр типу ФШ. Параметри згладжувального фільтра, а саме, опір бази R_б=5.1 кОм,  коефіцієнт фільтрації k_ф≈30, коефіцієнт ослаблення λ≈0.67,коефіцієнт згладжування пульсації K=20

 

 

Задача № 4.8

Дано

Фільтр типу ФК. Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=10%;  навантажувальний струм І_н=0.25А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =0.5%;  частота мережі f_м=100 Гц; напруга на виході U_н=10 В; напруга на вході U_вх=15В; m_пл=2; h_21Е=50; напруга на колекторі-емітері U_еб.нас=2 В.

Визначити

Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт корисної дії η,опір бази R_б,  коефіцієнт фільтрації k_ф, коефіцієнт ослаблення λ,коефіцієнт згладжування пульсації K, та ємність бази С_б.

Стратегія

Застосувати співвідношення:

 

; ; ;

 

; ; 

 

 

 

 

Розв'язок

;  ;;;

 А; кОм;  мкФ

 

 

 

Відповідь: параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт корисної дії η≈0.67,опір бази R_б=2.2 кОм,  коефіцієнт фільтрації k_ф=20, коефіцієнт ослаблення λ=0.67,коефіцієнт згладжування пульсації K=20, та ємність бази С_б=22  мкФ

 

Задача № 4.9

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=10%;  навантажувальний струм І_н=0.2А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =0.1%;   напруга на вході U_mвх=25В; опір фільтру R_ф=100 Ом; коефіцієнт ослаблення λ=0.8.

Визначити

Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт фільтрації k_ф, ,коефіцієнт згладжування пульсації K, напруга на виході U_н; змінний складник вихідної напруги U_mвих.

Стратегія

Так як І_н>2 А доцільно застосовувати LС фільтр

 ;  ;  ; 

.

 

Розв'язок

; ;   В;

 Ом;  В

 

Відповідь: Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт фільтрації k_ф=125, ,коефіцієнт згладжування пульсації K=100, напруга на виході U_н=80 В; змінний складник вихідної напруги U_mвих=0.2 В.

 

Задача № 4.10

Дано

Фільтр типу ФК. Вхідна напруга U_вх=36 В;  напруга на колекторі-емітері U_ке.нас=2 В; вихідна напруга U_{вих.ном}=12 В; навантажувальний струм І_н=0.5 А; коефіцієнт згладжування пульсації K=100.

Визначити

Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх, коефіцієнт корисної дії η, коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих та коефіцієнт фільтрації k_ф.

Стратегія

Застосувати співвідношення:

; ;

; ; 

Розв'язок

;  Вт; ;

;  ; 

 

Відповідь: Параметри згладжувального фільтра, а саме, коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=0.28%, коефіцієнт корисної дії η=0.67%, коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих=0.0028% та коефіцієнт фільтрації k_ф≈150.

 

 

Задача № 4.11

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=67%;  навантажувальний струм І_н=0.02А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =1%; коефіцієнт ослаблення λ=0.8; частота мережі f_м=50 Гц; напруга на виході U_н=100 В; m_пл=2.

Визначити

Обґрунтуйте доцільність застосування RС фільтра; розрахуйте R_ф та С_ф.

Стратегія

Так як І_н<0.3 А доцільно застосовувати RС фільтр

; ; ω_пл=2πf_пл.; f_пл=m_плf

;  ;

 

Розв'язок

 кОм;  кОм;  ;

 рад

  мкФ

Значення опорів та ємностей  визначаємо зі стандартного ряду

Відповідь: опір фільтра R_ф=1.3 кОм; ємність фільтра С_ф=110 мкФ

 

Задача № 4.12

Дано

Напруга на виході U_н=24 В; навантажувальний струм І_н=3А;  коефіцієнт пульсацій на вході k_пл.вх =10%;  напруга насичення U_ке.нас=1.7 В; температура пристрою Т_пр=100 °С; температура навколишнього середовища Т_навк=40°С; R_пк=R_кт=0.2 °С/Вт.

Визначити

Потужність розсіювання, тепловий опір тепловідводу.

Стратегія

Так як І_н>2 А доцільно застосовувати LС фільтр

;  ;

 

Розв'язок

 Вт;  ;

Відповідь: Потужність розсіювання Р_вт=9.11 Вт, тепловий опір тепловідводу R_т=6.17

 

Задача № 4.13

Дано

Дросель фільтр. Напруженість магнітного поля Н₀=4000 А/м; навантажувальний струм І_н=2.5 А; відносна проникність μ_д=2·10^-6 Гн/м; площу поперечного перерізу магнітопроводу =25 мм², довжина середньої лінії осердя l_мп=22 мм, кількість витків w=300.

Визначити

Параметри дроселя фільтра, а саме, енергоємність дроселя w_L, індуктивність L та оптимальний зазору δ_опт

Стратегія

Застосувати співвідношення:

;  ;

 

Розв'язок

Значення індуктиності  визначаємо зі стандартного ряду

 

 мГн;

 Тл;  ; мм

Відповідь: параметри дроселя фільтра, а саме, енергоємність дроселя w_L=6.25·10^-6, індуктивність L=0.2 мГн та оптимальний зазору δ_опт=11.8 мм.

 

 

Задача № 4.14

Дано

Коефіцієнт пульсацій на вході  k_пл.вх=67%;  навантажувальний струм І_н=10А;  коефіцієнт пульсацій на виході k_пл.вих =5%;  частота мережі f_м=50 Гц; напруга на виході U_н=5 В; L=3L_mіn; m_пл=2. (опір дроселя ≈ 0)

Визначити

Обґрунтуйте доцільність застосування L фільтра; розрахуйте L_min.

Стратегія

Як відомо, фільтри L типу застосовують у схемах з низькою напругою на виході і відносно великих струмах І_н  (при І_н>2 А).

; ; ω_пл=2πf_пл.; f_пл=m_плf;

;

 

Розв'язок

 Ом;  рад; 

;  ;

 мГн

мГн

 

Значення індуктиності  визначаємо зі стандартного ряду

Відповідь: мінімальна індуктивність фільтра L_min=3.6 мГн

 

Задача № 4.15

Дано

Коефіцієнт підсилення першого каскаду K_U1=15; коефіцієнт підсилення другого каскаду K_U2=10; коефіцієнт підсилення третього каскаду K_U3=1; вихідний опір кінцевих транзисторів R_вих=r_кое=2 кОм; опір навантаження підсилювача 10 Ом; напруга на навантаженні U_с=2.5 В;ємність накопичувального конденсатора С₃=1000 мкФ;струм колектору першого каскаду підсилювача та подільника зміщення 1.5 мА; напруга пульсацій частотою 100 Гц на виході джерела живлення U_ж=100 мВ; напруга шуму на виході підсилювача повинна бути нижчою номінальної напруги сигналу на 60 дБ.

.

Визначити

Коефіцієнт пульсацій на виході кінцевого каскаду

Стратегія

Коефіцієнт прямої передачі пульсації від джерела живлення до навантаження через коло колектора верхнього плеча кінцевого каскаду:

Напруга пульсацій на вході навантаженні, що передається через верхнє плече кінцевого каскаду:

;

 Розв'язок

мВ;

мВ;

Так як U_{п.вих.дод} >U_п.вих, тому додатковий згладжувальний фільтр на вході джерела не потрібен.

Відповідь: Коефіцієнт пульсацій кінцевого каскаду k_пл=0.01%

 

Далі з’ясуємо принцип дії та класифікацію основних функціональних вузлів сучасного ДВЕЖ – інверторів та перетворювачів.

 

РОЗДІЛ 5.                     СТАБІЛІЗАТОРИ

 

5.1 Призначення та класифікація стабілізаторів

5.2 Принцип дії стабілізаторів

5.2.1  Параметричні стабілізатори

5.2.2  Компенсаційні стабілізатори

5.3 Параметричні стабілізатори напруги (ПСН)

5.3.1  Базова схема та властивості ПСН

5.3.2  Модифікації ПСН

5.4 Електромагнітні, феррорезонансні стабілізатори

5.4.1 Електромагнітні стабілізатори

5.4.2 Ферорезонансні стабілізатори

5.5 Компенсаційні транзисторні стабілізатори напруги неперервної дії (лінійні)

5.5.1  Узагальнена структура

5.5.2  Модифікації  транзисторних стабілізаторів  напруги

5.5.3 Стабілізатори напруги в інтегральному виконанні

5.5.4 Вихідний імпеданс транзисторного стабілізатора

5.6  Ключові ( імпульсні) стабілізатори

5.6.1 Принцип дії

5.6.2 Силові каскади без гальванічної розв'язки входу й виходу

5.6.3 Кола керування

5.6.4Деякі структурні схеми ключових (імпульсних) стабілізувальних ДВЕЖ

5.7 Контрольні питання та завдання

 

 

 

В процесі роботи з матеріалом цього розділу

та після завершення, ви  маєте

 

Знати:

·          призначення, класифікацію та принцип дії стабілізаторів;

·          основні типи стабілізаторів, їх особливості, позитивні та негатині властивості;

·          базову схему та модифікації параметричних стабілізаторів напруги (ПСН)

·          базову схему та модифікації компенсаційних лінійних транзисторних стабілізаторів (ТСН);

·          особливості формування регулювального каскаду ключових стабілізаторів напруги (КСН) ;

·          основні види імпульсного регулювання (ШІМ, ЧІМ та релейні);

·          розрахункові співвідношення стосовно параметрів силових каскадів  (КСН);

·          засади функціонування кіл керування ключовими стабілізаторами;

·          засади функціонування та реалізацію стабілізаторів змінної напруги.

 

Вміти:

·          скласти структурну схему  стабілізатора напруги за визначеними параметрами;

·          визначати нестабільність вихідної напруги та ККД стабілізаторів;

·          скласти технічне завдання для проектування стабілізатора за заданими параметрами;

·          навести базову електричну схему ПСН на кремнієвому стабілітроні;

·          скласти електричну принципову схему компенсаційного стабілізатора напруги неперервної дії різних модифікацій;

·          за вихідними даними визначати тип силового каскаду модифікацій КСН та пояснити принцип дії;

·          розраховувати параметри елементів силових каскадів та кіл керування ПСН, ТСН та КСН;

·          за значенням потужності розсіювання розрахувати та вибрати тепловідвід (радіатор);

·          виконати експериментальне дослідження стабілізатора;

·          налагодити та відремонтувати стабілізатор

 

5.1.   Призначення та класифікація стабілізаторів

 

Штатне функціонування будь-якої радіоелектронної апаратури можливе лише за умови забезпечення визначеного значення нестабільності напруги (чи струму) електроживлення живлення в заданих межах. Значення випрямленої напруги, може змінюватись внаслідок дії збурювальних факторів, таких як змінення:

·          напруги мережі змінного струму;

·          сили навантажувального струму ;

·          навколишньої температури;

·          частоти напруги мережі тощо.

Основні терміни та визначення щодо стабілізаторів визначено в Державному стандарті України ДСТУ 2372– Джерела вторинного електроживлення. Терміни та визначення.

Нестабільність (δ) вихідної напруги (струму або потужності) ДВЕЖ – це зміна усталеного значення стабілізованої напруги (струму або потужності), що спричинена певними змінами усталеного значення одного або кількох параметрів впливу, за умови, що всі інші параметри впливу є залишаються незмінними.

Окрема нестабільність – зміна значення стабілізованої напруги (струму) внаслідок певної зміни одного параметру впливу, за умови, що всі інші параметри впливу залишаються незмінними.

Комбінована нестабільність – максимальна зміна усталеного значення стабілізованої вихідної напруги (струму), яка виникає в результаті будь-яких одночасних змін двох або більше зазначених  параметрів впливу в допустимих межах: - навантаження; напруги джерела; частоти джерела; навколишньої температури.

Примітка. Комбінована нестабільність не вміщує періодичні та випадкові відхилення, дрейф, нестабільність установлення та похибку установлення.

Загальна нестабільність – максимальна зміна усталеного значення стабілізованої вихідної напруги (струму), яка виникає внаслідок одночасних змін всіх  параметрів впливу в допустимих межах.

Нестабільність визначають коефіцієнтами нестабільності:

·          коефіцієнт нестабільності за зміненням вхідної напруги :

 

                                       ;                                                (5.1)

 

·          коефіцієнт нестабільності за зміненням сили струму навантаження :

                                        ;                                                         (5.2)

 

 

·          коефіцієнт нестабільності за температурою . ТКН – показує відносне змінення стабілізованої величини (напруги чи струму), що спричинена зміненням температури на 1^оС:

 

                                            ;                                                         (5.3)

 

тощо.

Максимальну узагальнену нестабільність визначають як суму:

 

                                               ,                                                             (5.4)

 

де і - вказує на дестабілізувальні фактори.

Або

                                               .                                                    (5.5)

 

Зауважимо, що в загальному випадку збурення мають випадковий характер, що слід враховувати  для відповідальних приладів.

Таким чином нестабільність характеризує величину, яку стабілізують (напруга, струм)

Для опису стабілізаторів застосовують основні поняття: коефіцієнт стабілізації, вихідний імпеданс.

Коефіцієнт стабілізації – відношення відносного змінення дестабілізувального фактора до спричиненого ним відносного змінення стабілізованої величини, за умов, що інші дестабілізувальні фактори не впливають.

Інтегральний коефіцієнт стабілізації за напругою на визначеному  інтервалі залежності   (рис 5.1а).

                                             

                                                                                      (5.6)

де  - коефіцієнт передачі номінальної напруги з виходу на вхід стабілізатора.

 

    

Рис. 5.1Визначення коефіцієнта стабілізації:

 а - інтегрального; б - диференціального

 

Інколи застосовують також  поняття диференціальний коефіцієнт стабілізаці, щоб характеризувати окремі інтервали в межах робочої ділянки:

 

,                                                          (5.7)

Другим  важливим параметром стабілізаторів є вихідний імпеданс

,                                                    (5.8)

де -частота навантажувального струму

За умов дуже повільного (у порівнянні з тривалістю перехідних процесів) застосовують активний вихідний опір

.                                                    (5.8а)

 

Для транзисторних стабілізаторів важливими також є параметри, які характеризують вплив змінення температури.

Таким чином, стабілізатор напруги (струму) – це прилад, що автоматично забезпечує підтримання з заданою точністю значення напруги (сили струму) в навантажувальних колах за умови дії дестабілізувальних збурень (факторів).

 

Основні вимоги до стабілізаторів:

Стабілізатор повинен забезпечити :

·          заданий коефіцієнт стабілізації для значень U_вих та  I_н на виході, за умови заданого змінення вхідної напруги та сили навантажувального струму;

·          значення вихідного імпедансу у робочому діапазоні частот змінення навантажувального кола;

·          температурний коефіцієнт напруги (ТКН );

·          коефіцієнт пульсацій ;

·          коефіцієнт корисної дії (ККД);

·          загальна нестабільність;

·          робота в межах заданого діапазону температури навколишнього середовища;

·          масогабаритні показники;

·          показники надійності;

·          динамічні показник і  можливість регулювання вихідної напруги (струму);

·          прийнятна ціна, тощо.

 

Стабілізатори класифікують за такими ознаками (рис.5.2):

1.        Принцип дії:

·          параметричні;

·          компенсаційні;

·          комбіновані.

2.        Характер стабілізованої величини:

·          сталої напруги (постіного струму);

·          змінної напруги (струму).

3.        Стабілізована величина:

·          напруга;

·          сила струму;

·          потужність.

4.        Режим роботи регулювального каскаду:

·          неперервний (лінійний);

·          ключовий.

5.        Елементна база:

·          лампові;

·          тиристорні;

·          транзисторні;

·          з затосуванням  електромагнітних елементів (дроселі насичення, магнітні підсилювачі).

6.        За виконанням:

·          на дискретних елементах;

·          на інтегральних мікросхемах (ІМС);

·          комбіновані.

7.        Взаємний зв’язок вхідного та вихідного кіл:

·          з гальванічною розв’язкою;

·          без гальванічної розв’язки.

 

Рис. 5.2 Класифікація стабілізаторів

 

 

 

5.2.   Принцип дії стабілізаторів

 

За принципом дії стабілізатори поділяють на параметричні та компенсаційні.

 

5.2.1.        Параметричні стабілізатори

Основою параметричних стабілізаторів є застосування нелінійних елементів з вольт-амперними характеристиками (ВАХ) типу Z_U або R_U та Z_І або R_І (рис.5.3). Усі характеристики можуть бути в будь-якому квадранті декартової системи координат, незалежно від характеру величин , які стабілізують: сталі(₌) або змінні(~)  

Параметричний стабілізатор – стабілізатор напруги (струму), до складу якого входять функціональні вузли (ФВ) з нелінійною вольт-амперною характеристикою , які забезпечують на вихідних затискачах незначні змінення напруги (струму) за значного змінення вхідного струму (напруги).

 

Рис. 5.3 Вольт-амперні характеристики параметричних стабілізаторів:

а – стабілізатор напруги; б - стабілізатор струму  .

 

ВАХ є нелінійною, тому можна визначитиза характером два типи опорів. Відповідно для постійного(₌)  та змінного(~) струму та напруги.

За умови , за ідеальної ситуації , це стабілізатор  напруги.

За умови , за ідеальної ситуації ,  це стабілізатор  струму.

Зауважимо, що в межах робочої ділянки ВАХ значення  та  можуть змінюватись.  Статичний  в будь-якій точці і ВАХ:

 

         ,                                                     (5.9)

та диференціальний (динамічний) опір:

                              , ,                                                            (5.10)

де для стабілізаторів напруги (рис. 5.3а) :

 ,   .

де для стабілізаторів струму (рис. 5.3б):

 ,   .

 

 

5.2.2.        Компенсаційні стабілізатори

 

Компенсаційний стабілізатор напруги (струму) – стабілізатор напруги (струму) вторинного електроживлення РЕА, в якому стабілізацію здійснено внаслідок впливу зміни вихідної напруги (струму) на його регулювальний пристрій через коло зворотного зв’язку.

Тобто, компенсаційний стабілізатор – це  система авторегулювання з негативним зворотним зв'язком.

Рис. 5.4 Структурна схема компенсаційного стабілізатора

 

Узагальнену структурну схему компенсаційного стабілізатора наведено на рис. 5.4, для якої:

РЕ – регулювальний елемент;

ЕПС – (для ключових стабілізаторів) елемент перетворення аналогового сигналу зворотного звязку в послідовність імпульсів із змінюваним значенням коефіцієнта заповнення;

ПЕ – підсилювальний елемент;

ОЕ – опорний елемент (еталонний елемент);

ВЕ – вимірювальний елемент;

ЕП – елемент порівняння.

 

З’ясуємо принцип дії на прикладі  компенсаційного стабілізатора напруги. Опорний елемент (ОЕ) формує опорну напругу , яка в елементі порівняння (ЕП) порівнюється з частиною вихідної напруги, що надходить через вимірювальний елемент (ВЕ). Різниця між ними (сигнал помилки) через підсилювальний елемент (ПЕ) діє на регулювальний елемент (РЕ) таким чином, що компенсує вплив дестабілізувального фактора. Зазвичай ЕП - це перехід емітер-база підсилювального транзистора. Складемо за другим законом Кірхгофа рівняння силового кола для змінних складників:

 

                                             .                                                     (5.11)

В результаті проходження змінної вихідної величини через тракт регулювання, отримаємо на регулювальному елементі (РЕ).

                                               ,                                                  (5.12)

де    - коефіцієнт передачі вимірювального елемента;

К_П – коефіцієнт підсилення  підсилювального елементу (ПЕ).

К_Р – коефіцієнт підсилення регулювального елементу (РЕ).

 

Отже,

                                                 .                                                      (5.13)

 

Якщо знаменник (5.13) більше одиниці - значення змінення вихідної величини менше за – вхідної величини, отже є ефект стабілізації.

 

5.3.   Параметричні стабілізатори постійної напруги (ПСН)

 

5.3.1.        Базова схема та властивості  ПСН

 

Найпоширеними нелінійними елементами, які застосовують в параметричних стабілізаторах напруги  (ПСН)  є кремнієві стабілітрони. В колах зі змінним струмом  застосовують електромагнітні стабілізатори напруги, такі як ферорезонансні та з насиченим дроселем. До речі, кремнієві стабілітрони застосовують також в колах змінного струму за зустрічним послідовним ввімкненням.

Кремнієві стабілітрони мають такі властивості:

·          невелике значення диференціального опору  (одиниці, десятки ом);

·          широкий діапазон напруги стабілізації  (3,3…180В)

·          допустима потужність розсіяння  (до 5Вт);

·          невеликі розміри та масу;

·           є в  змозі забезпечити термокомпенсацію напруги .

Прилад з p-n переходом, із визначеними в І квадранті  параметрами, як для стабілітрона в ІІІ, тобто І_{ст min} (r_{ст max});  I_{ст max} (r_{ст min}) називають стабістор.

Кремнієві стабілітрони ввімкнено в зворотному напрямі відповідно до вольтамперної характеристики, яку наведено на рис.5.5а, схему штатного ввімкнення (рис 5.5б) Діапазон стабілізованих напруг становить – від 0,63 В до кількох сотень вольт. Однак найбільш широко такі стабілізатори застосовують в колах низьких напруг (одиниці ,  десятки вольт).

Рис. 5.5 Електрична принципова схема параметричних стабілізаторів напруги:

а – ВАХ, б - зворотне  (штатне) включення стабілітрона; в - пряме включення стабілітрона (стабістор)

Під час змінення струму через стабілітрон від  до  напруга на ньому  змінюється незначно, таким чином  реалізовано стабілізацію. Із зростанням сили струму понад  може виникнути тепловий пробій стабілітрона.

Робоча ділянка ВАХ стабілітрона в ІІІ квадранті, тобто в зворотньому напрямі сили струму І_{ст min} до I_{ст max .} Зауважимо, що в робочій точці значення    на окремих ділянках із зростанням сили струму зменшується (рис 5.6).

Рис. 5.6Залежність  диференціального опору стабілітрона від сили струму

 

З’ясуємо процес роботи параметричного стабілізатора .

За умов зростання вхідної напруги ПСН на  напруга на виході також зростає, але значно менше, що обумовлено суттєвим зростанням струму І_ст через нього відповідно до  ВАХ. За таких умов спад напруги на резисторі  R_б зростає, оскільки:

 

 

.                                                               (5.14)

 

 Змінення напруги в навантажувальному колі менше, тобто стабілізація за меншим  значенням диференціального опору стабілітрона r_ст   краща.

Таким чином за умови , яку завжди виконано в ПСН на кремнієвих стабілітронах, . Під час  зменшення вхідної напруги,  ПСН працює аналогічно.

Інтегральний коефіцієнт стабілізації напруги Кu, - один із головних показників якості функціонування ПСН, визначають за формулою:

 

                                  ,                                       (5.15)

 

Де   – змінення середнього значення сталого складника напруги на вході та виході ПСН;– номінальні значення вхідної та вихідної напруг ПСН.

Відношення  характеризує реакцію ПСН на варіативний складник вхідної напруги, коефіцієнт, -незмінний . Еквівалентну схему для цього режиму наведено на рис.5.7,а. (за умови ).

Відношення  характеризує ослпблення ПСН незмінного складника напруги (номінальні значення).  Еквівалентну схему для цього режиму наведено на рис.5.7,б.

Рис. 5.7 Еквівалентні схеми ПСН: а – стосовно змінного складника напруги;

б – стосовно незмінного складника напруги (номінальний режим)

 

Згідно з еквівалентною схемою ПСН для  варіативного складника  напруги (рис.5.7,а), маємо:

                             ,                                                 (5.16)

 

оскільки зазвичай, тобто 

Згідно з еквівалентою схемою  ПСН для номінального режиму (рис.5.7,б) маємо :

 

 

,                               (5.17)

 

 

де  - номінальна напруга стабілізації за сили струму стабілітрона .

Коефіцієнт передачі напруги для незмінного складника визначають за формулою:

                                                                                  (5.18)

 

Таким чином,            ;                  (5.19)                                                        

 

де індекс  показує для варіативної частини формули, для номінального (незмінного) режиму.

На рисунку 5.8 наведено графіки, які показують залежність К_u від  = для  стабілізатора, схему якого наведено на рис. 5.5,б.

Рис. 5.8 Залежність параметрів ПСН від значення 

 

З аналізу формули (5.19) випливає, що для одержання великих значень коефіцієнтів стабілізації необхідно застосовувати елемент , опір якого для змінного складника струму значно перевищує опір для незмінного складника , тобто елемент має властивості  стабілізатора струму.

Таку вимогу можна виконати, якщо в ПСН, як баластний елемент, застосувати польовий (уніполярний) транзистор або високоомний транзисторний двополюсник (ТД) на біполярному транзисторі. (див. п.5.3.3 рис 5.10б, 5.10в)

Коефіцієнт корисної дії визначимо за формулою:

                                                                  (5.20)

Графіки, які наведено на рис.5.8 показують суттєвий  вплив  (змінюється із зростанням)  на   і на ККД (з урахуванням  5.20).

Вихідний опір стабілізатора характеризує його реакцію на зміненння навантажувального струму за умови незмінної вхідної напруги:

                                                            .                                                (5.21)

Оскільки за умови зростання (зменшення) навантажувального струму  на  вихідна напруга зменшується (зростає) на , показником якості ПСН є модуль відношення зазначених величин. За умови незмінної вхідної напруги вхідний струм ПСН також не змінюється, тобто ; тому будь-яке змінення навантажувального струму призводить до такого самого змінення струму через стабілітрон, але з протилежним знаком, тобто:

                                                .                                    (5.22)

 

Таким чином, вихідний опір ПСН на кремнієвому стабілітроні визначає диференціальний опір стабілітрона.

За умови змінення температури напруга на кремнієвому стабілітроні змінюється відповідно із  значенням відносного температурного коефіцієнта напруги (ТКН)  :

                                         ,                                                 (5.23)

 

 

де  - приріст напруги на стабілітроні  внаслідок змінення температури на ;  

  - номінальна напруга на стабілітроні.

 Для визначення характеру ТКН нагадаємо, що значення  напруги на pn- переході  - значення ТКН додатнє; якщо  - ТКН відємне.

Тому обєднанням послідовно ввімкнених стабілітрона з додатнім ТКН та діодів з відємним ТКН можна сформувати термокомпенсований стабілітрон (рис. 5.9). Необхідність в декількох діодах спричинена тим, що значення відносного ТКН у стабілітронів  в зворотному включенні майже в два-три рази менше, ніж у діодів в прямому включенні , а робоча напруга – більша.

Рис. 5.9 Принципова електрична схема стабілізатора на кремнієвому стабілітроні з температурною компенсацією

 

Такий метод температурної компенсації застосовують, наприклад, в стабілітронах спочатку Д818АД та КС211, де в корпусі розміщено, послідовно з основним p-n переходом в зворотному напрямі, додаткові термокомпенсувальні p-n переходи в прямому. За таких умов ТКН може  досягати значень тисячних долей  %/°К (приблизно 0,001%/°К). В термокомпенсованих стабілітронах напруга  внаслідок послідовного зєдненная декількох p-n  переходів зростає, зростає також значення  диференціального опору, цей фактор є недоліком термокомпенсованих стабілітронів. Залежно від фактичного значення ТКН термокомпенсовані стабілітрони маркують різними літерами.

Реальне значення коефіцінта стабілізації ПСН за типовою схемою (рис.5.5б) до 20…30, вихідний опір  десяті долі…десятки ом залежно  від типу стабілітрона.

5.3.2.        Модифікації ПСН

 

Якщо необхідне значення K_U більше, ніж може забезпечити обраний за значенням вихідної напруги стабілітрон, можна застосовувати  двокаскадний стабілізатор (рис. 5.11,а). Такі стабілізатори застосовували як опорні в транзисторних стабілізаторах низьких напруг, а також як джерела еталонної напруги .

Рис. 5.10 Модифікації ПСН: а - двокаскадна схема ПСН;

б - схема з високоомним ТД; в –струмове дзеркало; г – вхідний ???? транзистора

В двокаскадному стабілізаторі (рис. 5.10,а) стабілітрон VD1 має робочу напругу більшого значення, ніж на VD2. Для уніфікації VD1 можна замінити на два стабілітрона, однотипних з VD2.

На даний час двокаскадні  ПСН майже не застосовують.

Більше значення K_U (до 200..400) можна отримати, якщо застосовувати замість лінійного баластного резистора  високоомний транзисторний двополюсник (рис.5.11,б). За умови зростання сили струму транзистора  зростає падіння напруги на резисторі . Тому  негативний потенціал бази транзистора зростає (за умови стабільності напруги зміщення). Із застосуванням транзистора типу р-n-p це призводить до його «підзакриття», і струм  спадає, тобто спостерігаємо ефект стабілізації струму. Аналогічно працює ТД за умови спроби зменшення сили струму транзистора.

Зауважимо, що за топологією ТД є  транзисторний  фільтр ФК із заміною конденсаторів С_б-С, відповідно, на VD1, VD2 та VD3 (рис 5.10б).

Для транзисторного двополюсника скористаємось формулою (4.47) із відповідною заміною X_Сб:на r_Cт

                                                      .                                              (5.24) 

     

Значення коефіцієнта стабілізації ПСН з ТД зазвичай становить 200…400 й може бути більше. Значення  вихідного опору визначає диференціальний опір стабілітрона, тобто – лишається без змін, як у звичайного ПСН.

 

5.4.   Електромагнітні, ферорезонансні стабілізатори

 

5.4.1.        Електромагнітні стабілізатори

 

На рис. 5.11 а, наведено залежність В(Н) для дроселя із феромагнітним магнітопроводом дроселя. Напруга на дроселі (за умови нехтування активного опору його обмотки) пропорційна магнітній індукції В, а напруженість магнітного поля Н пропорційна силі струму, який проходить через обмотку дроселя, тому залежність U = j(Aw) буде мати такий самий вигляд, як і крива В = f(H). Таким чином, дросель має характеристику (рис.5.11 а) типу Z_U.

            За допомогою баластного опору, включеного послідовно з опором, який має характеристику типу r_U або Z_U (рис.5.11 а), можна отримати стабілізацію напруги. Баластний опір може бути як активним, так і реактивним. Баластний ненасичений дросель (лінійний) забезпечує більший ККД стабілізатора (рис 5.11б)

Рис. 5.11 Електромагнітні стабілізатори напруги

а – характеристика дроселя, б – принципова схема електрична

         Початок зони стабілізації можна вважати в точці кривої U = j(I), позначеної на рис.5.11 а кружком. Це відповідає насиченню осердя дроселя, а саме режиму, коли дросель є нелінійним елементом. Принципову схему найпростішого стабілізатора напруги наведено на рис.5.11 б , де L_н.о – насичений дросель (н.о. позначає насичене осердя); L_б – баластний дросель (ненасичений або нелінійний).

         Якщо початок відрізку стабілізації визначається початком насичення дроселя  L_н.о, то кінець цього відрізку – початком насичення баластного дроселя L_б ,тобто стабілізатор - дільник напруги, з двох  реактивних елементів типу . Осердя дроселя L_б  подано із немагнітним зазором, що запобігає його насиченню за менших розмірів і відповідно витрат матеріалів.

Конструкція  електромагнітного стабілізатора наведено на рис. 5.12 а . Пояснимо роботу стабілізатора, за принциповою та  еквівалентною схемами (рис.5.12 б). Потік в осерді ІІ (насиченому)

Рис. 5.12 Електромагнітні стабілізатори напруги

а – конструкція стабілізатора з магнітним шунтом, б – еквівалентна схема  стабілізатора з магнітним шунтом

             

Ф_ІІ = Ф_І – Ф_ІІІ.                                                     (5.25)

         Потік Ф_ІІ, досягнувши насичення, стає практично незмінним, Ф_ІІн.о = const. Напруга на обмотці

                          (5.26)

         Другий член правої частини виразу (5.26) представляє собою напругу на еквівалентному насиченому дроселі з числом витків w_ІІІ, які обтікає магнітний потік Ф_ІІ. Таким чином, (5.26) можна переписати у вигляді

                                             (5.27)

де u_Lн.о – напруга на еквівалентному насиченому дроселі;  – напруга на вторинній обмотці з числом витків w_ІІІ у трансформаторі без осердя ІІ.

         Принцип роботи стабілізатора пояснено на рис. 5.14. До того як U_вх = U_вхІ, потік Ф_І в основному надходить до осердя ІІ і дуже маленька його частина проходить крізь осердя ІІІ. Починаючи з U_вх = U_вхІ, осердя ІІ практично насичене й весь приріст потоку Ф_І – Ф_ІІн.с проходить через осердя ІІІ. Тепер у обмотці w_ІІІ індукується згідно з (5.26) напруга  Якщо підібрати число витків так, щоб, починаючи з UвхІ, ділянки кривих UIII і Uвх (рис.5.14) були паралельні, а напругу UIII  включити зустрічно до Uвх, то їх різниця, що дорівнює вихідній напрузі, буде практично незмінною

U_вих = U_вх – U_ІІІ =  U_вхІ = const.                                              (5.28)

Рис. 5.13 Криві напруги стабілізатора за схемою

            Розглянуті стабілізатори прості, надійні в роботі та зручні в експлуатації. Строк їх служби практично необмежений. Інерційність  – порядку кількох періодів електроживильної напруги. Проте вони мають ряд недоліків. Вихідна напруга таких стабілізаторів суттєво залежить від частоти, величини й характеру навантажувального опору. Стабілізатори мають малі коефіцієнти потужності. Їх виготовлення потребує великої кількості сталі та обмотувального проводу. Внаслідок роботи магнітопроводу в області насичення форма кривої вихідної напруги спотворена й відрізняється від синусоїдальної. З цієї ж причини намагнічувальний струм, необхідний для досягнення пологої ділянки кривої B = f(H), великий. Насичення магнітопроводу сприяє  виникненню зовнішніх змінних магнітних полів розсіяння, які можуть порушити нормальну роботу спецапаратури.

 

5.4.2.        Ферорезонансні стабілізатори

        

За малих значень струму намагнічування працюють ферорезонансні стабілізатори, в яких використовується ферорезонанс струмів або напруг.

         Розглянемо вольт-амперні характеристики нелінійних реактивних  ланок послідовного (рис.5.14) і паралельного (рис.5.15 ) типів, які є основою ферорезонансних стабілізаторів напруги.

Рис. 5.14 Ферорезонансні стабілізатори напруги

а -  схема нелінійної реактивної ланки послідовного типу; б – її вольтамперна характеристика.

         Якщо контурні токи І_к  (рис.5.14а) малі,  дросель L_н.о, працюючи на лінійній ділянці кривої намагнічування (з великою магнітною проникністю), виконує функцію великого опору й тому струм має індуктивний характер. Зі зростанням струму І_к дросель переходить до режиму насичення і його індуктивний опір зменшується. У точці 1 (рис.5.14б) настає явище ферорезонансу напруг,  і напруга на ідеальному контурі (без утрат) U_к = U_Lн.с – U_C = 0. Якщо струми перевищують резонансний струм, ємнісний опір перевищує індуктивний (який зменшується) і загальний опори контуру та має ємнісний характер.   Так як у режимі насичення напруга U_Lн.о мало змінюється, то крива напруги U_к, яка дорівнює різниці U_C та U_Lн.с, на контурі буде знаходитися майже паралельно до лінії U_C (рис.5.14 б).

Рис. 5.15 Ферорезонансні стабілізатори напруги

а -  схема нелінійної реактивної ланки паралельного типу; б – її вольтамперна характеристика

 

На рис.5.15б наведено вольт-амперні характеристики нелінійної реактивної ланки паралельного типу. Тут, як і для ланки послідовного типу, до насичення осердя дроселя останній є великим опором, і тому ємнісний струм більший за індуктивний. По мірі насичення магнітопроводу опір дроселя зменшується і стає рівним опору конденсатора – настає ферорезонанс струмів (точка 1). Струм у загальному колі І_S  для ідеального контуру за  умови резонансу дорівнює нулю. При подальшому зростанні струму через дросель І_Lн.о магнітопровід практично насичується, опір дроселя значно зменшується і струм І_S майже цілком визначається струмом І_Lн.о. Контур для зовнішнього кола є індуктивним опором. Залежність U_к = j(І_S) така, що зміна струму І_S у великих межах викликає незначні змінення напруги U_к. Якщо включити такий фероконтур послідовно з лінійним баластним дроселем L_б , то великі змінення U_вх викличуть великі змінення як струму І_S, так і напруги на баластному дроселі, але напруга U_к (U_вих) буде майже незмінною. Під час збільшення ємності С лінія струму І_S проходитиме більш полого, що призведе до збільшення коефіцієнта стабілізації й ділянки стабілізації (струми І_С та І_S під час збільшення ємності показано штрихом). Вольт-амперна характеристика контуру для абсолютних значень струму буде розміщена в одному квадранті .

         Для схеми, наведеної на рис.5.15а, баластним опором є конденсатор фероконтуру. Так як напруги U_C та U_Lн.о знаходяться у протифазі, то вхідна напруга U_вх буде менша напруги на ємності U_C. На рис.5.15б розглянуто режим роботи при зміненні напруги на вході стабілізатора від U_к до U_к max (напруга на вході U_вх є напругою на контурі U_к). З побудови (рис.5.15б), точка а на кривій U_к відповідає точкам а' на кривій U_Lн.с і а'' на кривій U_Lн.о.min; точка б  на кривій U_к – відповідно точкам б' на кривій U_Lн.о і б'' на кривій U_C. Очевидно, що змінення вхідної напруги від U_к до U_к max незначно змінюють вихідну напругу (від U_Lн.о.min до U_Lн.о.max) і майже весь приріст вхідної напруги припадає на  U_C. Якщо ємність С стабілізатора була б меншою, то криві U_C і U_к' мали б більший нахил по відношенню до осі I_к  і коефіцієнт стабілізації був би ще вищим. Зауважимо, що реактивний струм I_к, споживаний власно стабілізатором, хоч і має значну величину, проте він не тільки не знижує загальний коефіцієнт потужності всіх споживачів, а, навпаки, покращує його, так як струм I_к   у даній схемі має ємнісний характер.

         Раніше було розглянуто принцип роботи стабілізатора за холостого ходу. Підключення навантаження змінить не тільки модуль вихідного опору стабілізатора, але і його фазу.  Чим більше навантаження, тим гірше буде працювати стабілізатор. За дуже великих навантажень опір насичення дроселя може стати більшим, ніж навантажувальний і стабілізація порушиться. При врахуванні втрат в контурі у вольт-амперну характеристику слід внести поправку.  У реальному контурі за умови резонансу опір контуру не може дорівнювати нулю у схемі на рис.5.16а. Для порівняння на цьому ж рисунку показано залежність U_Lн.о = j(І_S) (крива ІІІ) для схеми, наведеної на рис.5.12б). Стабілізація напруги наступає в ферорезонансному стабілізаторі набагато раніше (І₁), ніж у електромагнітному без конденсаторів (І₂), де потрібен значний струм намагнічування. Мале значення струму намагнічування є перевагою схеми.

 

5.5.   Компенсаційні транзисторні стабілізатори напруги    неперервної дії

 

5.5.1.        Узагальнена структура

 

На рисунку 5.16 зображено еквівалентну електричну схему транзисторного стабілізатора напруги неперервної дії (ТСН), де:

РЕ – регулювальний елемент VT(робоча точка є в активній області)

ВЕ – вимірювальний елемент (R1, R2, які під’єднані паралельно виходу)

ЕП – елемент порівняння (на переході база-емітер VT)

ОЕ – опорний елемент  (ПСН на стабілітроні )  

ПЕ – підсилювальний елемент (на транзисторі VT та  резисторі R)

 

 

Рис. 5.16 Схема електрична принципова лінійного  транзисторного стабілізатора напруги

 

У схемі, відповідно до рис.5.17 транзистор VT виконує функцію РЕ, увімкнений послідовно із навантажувальним колом ; транзистор VT виконує функції ПЕ і ЕП, а ОЕ складено відповідно за схемою ПСН на стабілітроні  і баластному резисторі . Функції ВЕ виконує резистивний подільник .

За умови незмінної вхідної напруги колекторний струм транзистора  не змінюється, напруга на резисторі також незмінна. Вихідна напруга ТСН дорівнює  різниці вхідної напруги  та спаду напруги на транзисторі VT:

 

                                                      .                                             (5.29)

            

Припустимо, що в результаті впливу дестабілізувальних факторів вхідна напруга ТСН зросла. В такому випадку дещо зростає і напруга на виході ТСН. Позитивний потенціал бази транзистора VT стає вищим, тоді як напруга на його емітері незмінна й дорівнює напрузі еталонного джерела . Це спричинює збільшення колекторного струму транзистора  (якщо вибрано транзистор типу n-p-n) та спаду напруги  і відповідно на транзисторі VT. Значення вихідної напруги залишається майже незмінним.

 Коефіцієнт передачі (підсилення) тракту кола зворотного зв’язку має бути таким, щоб змінення вхідної напруги, яке забезпечує змінення напруги , не перевищувало встановленого для стабілізатора значення.

За умови зменшення напруги  (та  відповідно) потенціал бази транзистора VT відносно його емітера знижується і колекторний струм зменшується; тоді знижується й спад напруги на резисторі  і на транзисторі . Тому значення напруги  є майже незмінним.

Таким чином, на підставі формули (5.17), маємо:

 

                                     (5.30) 

 

де К - коефіцієнт підсилення РЕ (для сигналу керування U транзистор VT ввімкнено за схемою (рис.5.18а) із загальним колектором, тому К≈1);

      К - коефіцієнт підсилення ПЕ (для сигналу керування  транзистор VT ввімкнено за схемою із загальним емітером (рис.5.17б), тому К≈ 50….100).

         Отже, коефіцієнт стабілізації ТСН за базавою схемою К≈ 30…60.

         Вихідний опір стабілізатора:

                                                                                           (5.31)

 

де R  - вихідний опір елементів,

     r - опір емітерного переходу Т-схеми заміщення транзистора,

     r - об’ємний опір бази Т-схеми заміщення транзистора,

     h - коефіцієнт підсилення транзистора за струмом в схемі із загальною базою.

 

Рис. 5.17 Еквівалентні схеми ввімкнення транзисторів регулювального елементу VT: а) для сигналів керування; б) підсилювального елементу VT

 

         Зауважимо, що через резистор R протікають два струми: перший – колекторний VT та базовий VT, знаки змінень (приростів), яких в процесі роботи стабілізатора протилежні. Наприклад, якщо значення напруги на вході зростає, то внаслідок функціонування тракту зворотного зв’язку – значення і зростає, а і зменшується внаслідок переходу на вихідну характеристику транзистора із меншим значенням і, щоб за умови зростання u значення сили струму навантажувального кола (й вихідної напруги) не змінилось, тобто базовий струм VT здійснює додатковий дестабілізувальний вплив.

         Для послаблення цього впливу РЕ виконують на складеному (за схемою Дарлінгтона або комплементарною) транзисторі, щоб виконати нерівність:

                                                    (5.32)

 

де   - сила струму бази узгоджувального транзистора (найнижчого до VT).

         До речі, застосування  в РЕ складеного транзистора призводить до зростання його вхідного опору для сигналу від ПЕ, що може сприяти підвищенню К і як результат К та зменшення R.

 

5.5.2.        Модифікації транзисторних стабілізаторів напруги

 

                                                                          (5.33)

 

Якщо вилучити, або послабити негативний вплив вхідної напруги через прямий (параметричний зі входу) зв’язок, то коефіцієнт стабілізації підвищиться.

Якщо за умови високої стабільності виконано нерівність , то формула (5.30) матиме вигляд . Для низької стабільності, якщо виконується нерівність , формула (5.33) матиме вигляд .

 

 

	(5.34)
	(5.35)

 

- коефіцієнт стабілізації допоміжного джерела

;     

 

Напівпровідникові стабілізатори напруги чутливі до перевантаження за струмом і напругою на колекторних переходах транзисторів. Підстави для таких перевантажень різні. Наприклад, за умови короткого замикання на виході ТСН різко зростають колекторний струм транзистора  і спад напруги на ньому.

Перевантаження можуть  призвести до пробою колекторного переходу транзистора , що, в с свою чергу, спричинить зростання напруги  і вихід з ладу окремих елементів ТСН (наприклад, стабілітрона ), а також елементів пристрою, який він живить.

Щоб запобігти цьому, застосовують різні схеми захисту ТСН, які в момент перевантаження за напругою обмежують викиди напруги та струму (потужність втрат) на колекторі транзистора  до припустимого рівня.

Перша модифікація полягає в тому, що К_U  залежить від h_21e . Це забезпечують завдяки застосуванню  складеного транзистора. За умови застосування складеного транзистора досягається позитивний ефект: його вхідний опір підвищується.

 

                                                                       (5.36)

 

Складений транзистор має дуже велике значення . Наприклад, в складеному транзисторі: =15 (великої потужності), =50 (середньої потужності) і =20 (малої потужності) отримаємо =152050 = 15000, замість =15 для одного прохідного потужного транзистора.

В стабілізаторі, схему якого наведено на рис. 5.18, по-перше, різко зменшується струм бази , його легко можна довести до , що звільняє стабілізатор від дестабілізувальної дії . По-друге, можна суттєво підвищити  і зменшити  за рахунок  збільшення

 

Рис. 5.18 Транзисторний стабілізатор напруги із застосуванням складеного транзистора

 

Друга модифікація полягає у введенні високоомного транзисторного двополюсника. Такий підхід дозволяє збільшити R_к, що впливає на збільшення К_U.

 

                                                                                                       (5.37)

 

·          для малопотужних   =1...2мА

·          середньопотужних   =5...8мА

·          великопотужних       =10...12мА

 

 

Рис. 5.19 Транзисторний стабілізатор напруги із введенням високоомного транзисторного двополюсника

 

             При цьому коефіцієнт стабілізації опорної напруги . Так як , то на  впливає лише один дестабілізованний фактор ():

 

                                                                                         (5.38)

 

 

Стабілізатор  з допоміжним джерелом напруги

 

На вихідну напругу стабілізатора впливає не тільки зміна напруги і струму навантаження, але й інші збурювальні фактори.

 

 

Рис. 5.20 Стабілізатор з допоміжним джерелом напруги

 

VT_p – регулювальний транзистор

VT_п – підсилювальний транзистор

 

Uбе = Uet2 - Iкп Rк

(5.39)

K_{u доп дж} = К_{підс доп дж}λ_{доп дж}

 

KU = KVTП s KU доп. дж	(5.40)
	(5.41)

U_доп треба вибирати якомога меншим  – тоді коефіцієнт стабілізації буде більший.

 

Стабілізатор напруги зі зміщеним еталонним джерелом

 

Його застосовують для забезпечення стабілізації напруги.

 

 

Рис. 5.21 Стабілізатор із значенням вихідної напруги меншої

за еталонну опорну

 

U_вих=U_кеVTп+U_бeVTp

 

(5.42)

 

5.5.3.        Стабілізатор напруги в інтегральному виконанні

 

Мікростабілізатори -  один із засобів мініатюризації ДВЕ. Сюди входять інтегральні схеми, виконані на основі напівпровідникової планарної технології, з використанням ізоляції, в кристалі кремнія типу n. Масовий випуск таких стабілізаторів (серія К142ЕН), їх низька вартість, достатня надійність, при високих масогабаритних і якісних показниках обумовлюють широке застосування мікростабілізаторів. Крім основного призначення (стабілізації напруги), схеми К142ЕН можуть виконувати також інші функції: згладжування пульсацій, захист від електричних і теплових перенавантажень, стабілізацію струму, порогових пристроїв і т.п., тому їх називають інтегральними мікросхемами.

Схеми К142ЕН1,2 призначені для роботи без радіатора і дозволяють розсіювати не більше 0,8 Вт. В мікростабілізаторах неперервної дії регулювальний елемент вбудований в мікросхему. Схема К142ЕН1,2 допускає підключення зовнішніх (навісних) проходних транзисторів, які підвищують потужність, а також роздільне живлення цих транзисторів і власне мікросхеми.

Мікросхеми випускають двох типів: з регульованою і фіксованою вихідною напругою, останні не потребують додаткових зовнішніх компонентів.

 

 

 

 

Рис. 5.22 Стабілізатор напруги в МС виконанні

параметрів інтегральних стабілізаторів напруги (К142ЕН1,2; К142ЕН3,4)

 

Схема (К142ЕН6) на дві різнополярні напруги, яку в основному застосовують для живлення операційних підсилювачів.

Інтегральні стабілізатори напруги (СН) - це спеціалізовані МС, призначені для побудови стабілізаторів напруги з регульованою або фіксованою вихідною напругою.

 Основні параметри СН, які характеризують його якість, - коефіцієнти нестабільності за напругою і струмом.

Коефіцієнт нестабільності за напругою  - це відношення в відсотках на вольт зміни вихідної напруги   до викликаної її зміни вхідної напруги  :

 

                                                   .                                                (5.43)

Коефіцієнт нестабільності за струмом  - відношення (також у відсотках) зміни вихідної напруги до  відносної зміни струму навантаження :

 

                                           .                                                      (5.44)

 

 - значення вихідної напруга;

 - інтервал допустимих значень вхідної напруги;

 - мінімальний спад напруги на СН (мінімальна різниця між напругами  і );

 - сила струму (максимальний струм, який використовує СН);

 - максимальний струм навантаження;

 - коефіцієнт нестабільності за напругою;

 - коефіцієнт нестабільності за струмом.

 

На відміну від схем на дискретних компонентах, інтегральні схеми не налаштовують і не ремонтують.

 

 

Таблиця 1. Параметри інтегральних стабілізаторів напруги

 

МС	Параметр
							/А
К142ЕН1А, КР142ЕН1А К142ЕН1Б, КР142ЕН1Б К142ЕН1В, КР142ЕН1В К142ЕН1Г, КР142ЕН1Г К142ЕН2А, КР142ЕН2А К142ЕН2Б, КР142ЕН2Б К142ЕН2В, КР142ЕН2В К142ЕН2Г, КР142ЕН2Г К142ЕН3А К142ЕН3Б К142ЕН4А К142ЕН4Б К142ЕН5А, КР142ЕН5А К142ЕН5Б, КРІ42ЕН5Б К142ЕН5В, КР142ЕН5В К142ЕН5Г, КР142ЕН5Г К142ЕН6А* К142ЕН6Б* К142ЕН6В* К142ЕН6Г* К142ЕН8А, КР142ЕН8А КІ42ЕН8Б, КР142ЕН8Б KI42EH8B, КР142ЕН8В К142ЕН8Г, КР142ЕН8Г К142ЕН8Д, КР142ЕН8Д К142ЕН8Е, КР142ЕН8Е К142ЕН9А, КР142ЕН9А К142ЕН9Б, КР142ЕН9Б К142ЕН9В, КР142ЕН9В К142ЕН9Г, КР142ЕН9Г К142ЕН9Д, КР142ЕН9Д К142ЕН9Е, КР142ЕН9Е К142ЕН10*** К142ЕН11*** К142ЕН12 К142ЕН14 К1009ЕН1	9...20   9...20   9...20   9...20   15...40   15...40   15...40   15.. .40 19...45 19...45 19...40 19...40   7,5...15   8,5...15   7,5...15   8,5...15 230 230 230 230   12...35   14...35   18...35   12...35   14...35   18...35   23...40   25...40   30...40   23...45   27...45   30...45 9...40 5...45 5...61,3 9,5...40 —	3...12   3...12   3...12   3...12   12...30   12...30   12...30   12...30 16. ..30  16...30  15...30  15...30   5±0,1   6±0,1   5±0,1   6±0,1 2(15±0,3) 2(15±0,3) 2(15±0,3) 2(15±0,3)   9±0,27   12±0,36   15±0,45   9±0,27   12±0,36   15±0,45   20±0,4   24±0,48   27±0,54   20+0,6   24 ±0,72   27+0.81 3...30 1,2..37 1,2...57 2...37 30...36	3   3   3   3   3   3   3   3 3 4 3  4   2,5**   2,5**   2,5**   2,5** 2,2/2,5 2,2/2,5 2,7/3,2 2,7/3,2   2,5   2,5   2,5   2.5   2,5   2,5   2,5   2,5   2,5   2.5   2,5   2,5 2,5 3,5 3,5 3 —	0,15   0,15   0,15   0,15   0 15   0,15   0,15   0,15 1 1 1 1   1,5   1,5   2   2 0,2 0,2 0,2 0,2   1.5   1,5   1,5   1   1   1   1,5   1,5   1.5   1   1   1 1 1.5 1.5 0.15 3...8	4   4   4   4   4   4   4   4 10 10 10 10   10   10   10   10 7,5 7,5 7,5 7,5   10   10   10   10   10   10   10   10   10   10   10   10 7 7 7 4 —	0,3   0,1   0,5   0,5   0,3   0,1   0,1   0,1 0,05 0,05 0,05 0.05   0,05   0,05   0,05   0,05 0,0015 0,005 0,0025 0,0075   0,05   0,05   0,05   0,05   0,05   0,05   0,05   0,05   0,05   0,1   0,1   0,1 0,05 0,02 0,02 0,02 —	0,5   0,2   2   1   0,5   0,2   2   1 0,5 0,5 0,5 0,5   3   3   2   2 0,2 0,2 0,2 0,2   1   1   1   1   1   1   1   1   1   1.5   1.5   1,5 1 0,33 0,33 4 —

 

*Двополярний СН. В чисельнику  параметра  вказано його значення для плеча додатної полярності, в знаменнику – від’ємної.

**Для МС КР142ЕН5А – КР142ЕН5Г не нормується.

***СН для стабілізації напруги від’ємної полярності.

 

К142ЕН1А — К142ЕН1Г, КРН2ЕН1А — КР142ЕН1Г

 

Регулювальні компенсаційні стабілізатори напруги з захистом від короткого замикання в навантаженні і перенавантаженні за струмом.

 

 

К142ЕН1А — К142ЕН1Г, К142ЕН2А — К142ЕН2Г

(КРН2ЕН1А — КР142ЕН1Г, КРН2ЕН2А — КР142ЕН2Г)

 

Рис. 5.23 Типова схема включення МС К(Р)142ЕН1А (Б-Г), К(Р)142ЕН2А(Б-Г)

 

 

Аналог К142ЕН1А – К142ЕН1Г - МС μА723С.

Рис. 5.24  Схема включення МС К(Р)142ЕН1А (Б-Г),К(Р)142КН2А (Б_Г) для збільшення швидкодії захисту від короткого замикання і в навантаженні (а); Схема включення МС К(Р)142ЕН1А (Б-Г), К(Р)142ЕН2А (Б-Г) для покращення коефіцієнтів   і  (б)

 

Електричні параметри                                    Граничні експлуатаційні дані

, В . . . 3...12                                              . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9...20

 . . . . . . 3                                                     , мА . . . . . . . . . . . . . . . 150

 . . . . . 4                                                   , Вт (при температурі +55ºС):

, %/В . . . . 0,3(А);                                          К142ЕН1А – К142ЕН1Г . . . 2,12

                          0,1 (Б);                                          КР142ЕН1А – КР142ЕН1Г . 0,8

                          0,5 (В,Г)

,% . . . . . . . 0,5 (А);

                          0,2 (Б)4

                           2 (В);

                           1 (Г)

 

На даній схемі включення R1 – резистор захисту від перенавантаження за струмом. Опір цього резистора визначають із співвідношення  R1=0,5 В/. Напругу  задають дільником R2R3.

 

 

 

Призначення вивода	К142ЕН1А – К142ЕН1Г, К142ЕН2А – К142ЕН2Г	КР142ЕН1А – КР142ЕН1Г, КР142ЕН2А – КР142ЕН2Г
Захист по струму Захист по струму Зворотний зв’язок Диференціальний підсилювач Джерело зразкової напруги Загальний провід Вихід1 Вихід2 Вхід2 Вхід1 Корекція Виключення	10 11 12 - 6 8 13 14 4 16 2 9	1 2 3 4 5 7 8 10 11 12 13 14

 

Використовують складені регулювальні транзистори (VT3, VT4), диференціальні підсилювачі  (VT6, VT7), параметричні транзистрні стабілізатори еталонної напруги (VT5, VT1),  високомні транзисторні двополюсники (VT1, VT2). Транзистор VT2 виконує функцію R_к.

Окрім того існують додаткові напівпровідникові елементи для забезпечення захисту МС. Транзистор VT9 може бути використаний для забезпечення захисту за струмом і при цьому база-еміторний перехід (виводи 11,10)  з’єднані з резисторним розподілювачем напруги. Опір одного з цих елементів незначний (частки Ома) і під’єднується послідовно до кола навантаження.

         Наступні модифікації характеризують ще більшою складністю та кількістю елементів.

Motorola, National semiconductor, Fairshield – виробники стабілізаторів.

        

Класифікаційні ознаки:

 

1.        Можливість регулювати вихідну напругу

·          з регулятором вихідної напруги (К142ЕН1)

·          без регулятора вихідної напруги (К142ЕН8, К142ЕН5)

2.        Потужність МС, обумовлена значенням вихідного струму

·          малопотужні (К142ЕН1, І £150мА)

·          потужні (К142ЕН5 І ³ 3А)

3.        Мінімальне значення падіння напруги на регулювальному елементі

·          типове

·          мале падіння напруги  - low drop (при І=1А  ΔU≈0.6 В)

 

5.5.4.        Вихідний імпеданс транзисторного стабілізатора

 

Параметром, що впливає на якісні показники ДВЕЖ є його вихідний імпеданс.

Цей параметр особливо важливий при зміні навантаження в широкому діапазоні частот (аудіо- та відеотехнічні системи), чи імпульсному характері навантаження (цифрові системи).

Частотно-залежний характер вихідного опору ТСН зумовлено частотно-залежним характером коефіцієнта передачі тракту керування.

В операторній формі вихідний опір ТСН визначається виразом:

	(5.45)
	(5.46)
	(5.47)

де ,   – відповідно сталі часу, подані через граничні значення частот   та  , на яких модулі відповідних коефіцієнтів зменшуються  до 0,707=1/ відносно значень  та   в області низьких частот.

Вважаючи, що значення  та  істотно відрізняються між собою, синтезуємо схему повного вихідного опору ТСН.

При  з урахуванням (6.25) запишемо (6.23)  у вигляді

(5.48)

де .

Поділивши знаменник останнього виразу на чисельник, дістанемо комплексну вихідну провідність ТСН, яку можна записати у вигляді

(5.49)

де ,  ,   .

Аналогічно при , коли  та  матимемо

,  ,  

 

 

Рис. 5.25  Еквівалентна схема  вихідного опору ТСН (а) та залежність модуля вихідного опору від частоти (б)

 

 

Вихідний опір активної частини ТСН  моделюється паралельним з’єднанням вітки з активним опором і вітки з послідовним з’єднанням активного опору та індуктивності.

Вихідний опір залежить від частоти та параметрів еквівалентної схеми.

Для  транзисторів і конденсаторів різних типів, а також для різних елементів кола зворотного зв’язку частота  лежить у діапазоні одиниць – десятків кілогерців. Із зростанням частоти  модуль  зменшується через зменшення ємнісного опору конденсатора , але в зв’язку із залежністю ємності вихідного конденсатора від частоти та індуктивності його виводів при  спостерігається зростання . Для нейтралізації цього явища конденсатор  шунтують безіндуктивним (керамічним або плівковим) конденсатором, що приводить до зниження модуля   при частотах , які лежать у діапазоні десятків – сотень кілогерців.

При дальшому збільшенні частоти  починає проявлятися вплив паразитних параметрів з’єднувальних прововодів, що знову приводить до зростання модуля  .

Зміна  при зміні частоти навантаження  призводить до збільшення пульсацій вихідної напруги, самозбудження ТСН, тобто до відказу в роботі ДВЕЖ, а значить і всього комплексу в цілому. Тому на цю обставину треба звертати увагу.

 

 

5.6.   Ключові (імпульсні) стабілізатори

 

5.6.1.        Принцип дії

 

Ключовим стабілізатором напруги (струму) вторинного електроживлення називають стабілізатор, регулювальний елемент якого працює в імпульсному (ключовому) режимі.

Основною перевагою ключового режиму роботи регулювального елемента (вузла), який можна виконати на транзисторах, тиристорах, магнітних підсилювачах (дроселях насичення), є мінімальна втрата потужності в силовому колі, що дозволяє забезпечити високі ККД, питомі масогабаритні показники стабілізатора і ДВЕЖ в цілому.

Принцип роботи КСН полягає в тому, що джерело вхідної нестабілізованої напруги  підключають та відключають  до навантажувального кола.

 

Рис. 5.26 Спрощена функціональна схема КСН

 

Система управління (СУ) регулювальним елементом (РЕ) КСН функціонує таким чином, що при дії дестабілізуючих факторів на ДВЕЖ середнє значення вихідної напруги підтримується на заданому рівні з умовленою нестабільністю.

Стабілізація вихідної напруги в КСН забезпечують внаслідок зміни відношення між часом замкненого  і розімкненого  станів РЕ (ключа). Середнє значення вихідної напруги в КСН

 

                     ,                                              (5.46)

 

де  - шпаруватість роботи ключа;  - коефіцієнт заповнення; .

З (5.46) випливає, що значення може бути збережено незмінним за умови змінення  ,  якщо відповідним чином змінено коефіцієнт заповненя γ.

 Узагальнену структурну  схему КСН показано на рис.5.28.

Рис. 5.27 Загальна структурна схема КСН

 

В КСН поряд з елементами (вузлами), які належать будь-якому компенсаційному стабілізаторі: регулювальним елементом - РЕ, вимірювальним - ВЕ, підсилювальним елементом - ПЕ і джерелом опорної напруги -  присутні специфічні додаткові вузли. В силовому каскаді – згладжувальний фільтр – накопичувач енергії ЗФН, призначений для згладжування пульсацій (зумовлених принципом роботи стабілізатора) і забезпечення споживача електроенергією на протязі інтервалів розімкненого стану регулюючого пристрою.  В системі управління – елемент перетворення сигналу ЕПС, який забезпечує формування сигналів управління   потрібної шпаруватості, тобто перетворює неперервний сигнал неузгодження (помилки) в дискретний сигнал управління.

Залежно від того, яким способом досягають зміни шпаруваторсті, розрізняють наступні види імпульсного регулювання:

·          широтно-імпульсна модуляція (ШІМ), при якій змінюється час замкненого  чи розімкненого стану РЕ за незмінного періода слідування імпульсів Т (рис. 5.30, а);

·          частотно-імпульсна модуляція (ЧІМ), при якій змінюється частота роботи РЕ f=1/T  при незмінних чи  (рис.5.24, б);

·          релейне, або двопозиційне регулювання, зумовлене наявністю в системі управління релейного елемента (наприклад, триггера Шмітта) з двома фіксованими порогами спрацювання і здійснюване зміною , , Т (рис.5.30, в).

 

Рис. 5.28 Часові діаграми напруг на вході і виході КСН

 

ШІМ регулювання буває першого та другого роду. На рис. 5.29 показана структурна схема розповсюдженого ШІМ-2, тут задавальний генератор ГН управляється генератором лінійної напруги ГЛН, яку – в елементі порівняння ЕП – порівнюють з підсиленим сигналом неузгодження, який потрапляє після вимірювального та підсилювального елеменів. Рівень сигналу неузгодження залежить від значення напруги . На виході ЕП формується напруга   різної тривалості (рис.5.30, в),  керуюча роботою ключа РЕ.

На рис. 5.30 зображено модуляцію заднього фронту , застосувавши іншу форму напруги  можна модулювати передній фронт  та обидва фронти разом.

Рідко використовувана ШІМ-1 має спрощену схему управління: ЭПС  складається тільки з ГИ, на який впливає напруга від УЕ, викликаючи зміни режиму роботи ГИ так, що на його виході формуються імпульси змінної тривалості.

Режим ЧІМ в КСН застосовують рідко в зв’язку зі зміною частоти напруги на виході КСН. Це ускладнює раціональний вибір параметрів реактивних елементів  (ЗФН), так як необхідно орієнтуватись на  низьку частоту, що приводить до збільшення значень L і С.

Цей  недолік (зміна частоти) характерний і для двопозиційного (релейного) режиму. Хоча він знайшов застосування в КСН в зв’язку з відносно простою реалізацією.

Принцип роботи двопозиційного КСН полягає в тому, що коли вихідна напруга, змінюючись під дією дестабілізуючих факторів (зміни вхідної напруги, навантаження), досягає одного з порогових значень, формується сигнал управління регулювальним каскадом. При цьому його режим змінюється таким чином, щоб вихідна напруга знаходилась в границях, обмежених пороговими рівнями.

На виході стабілізатора встановлено конденсатор фільтру , заряд і розряд якого визначає значення шпаруватості Q. Працює стабілізатор таким чином: при збільшенні  до  швидше заряджається до , падає (рис.5.24,в), збільшується скважність Q і, згідно (5.46), залишається стабільною; при збільшенні струму  через зменшення  повинна була б зменшитись , але менший  до більш швидкого розряду до  - падає , при незмінному  - падає Т, зменшується Q і, згідно (5.46), залишається стабільною.

Таким чином, ІСН з ШІМ, ЧІМ та релейним регулюванням мають наступні особливості:

·          в КСН з ШІМ частота переключення РЕ незмінна, в інших КСН залежить від зміни  і ;

·          пульсації вихідної напруги в КСН з ШІМ і ЧІМ принципово можуть бути відсутні, так як сигнал управління формується по відхиленню середнього значення напруги від еталонного; при релейному регулюванні вихідна напруга завжди включає пульсації, так як це зумовлено принципом його роботи ;

·          релейним КСН властива підвищена в порівнянні з ЧІМ та ШІМ КСН швидкодія при стрибкоподібній зміні дестабілізуючих факторів, однак практично швидкодія будь-якого КСН визначається параметрами вихідних згладжуючих фільтрів ЗФН.

Коефіцієнт стабілізації КСН складає декілька десятків, сотень. Температурний коефіцієнт напруги визначається в основному джерелом опорної напруги, температурною стабільністю рівнів, які забезпечують формування імпульсних сигналів, значення ТКН майже таке ж, як у стабілізаторів неперервної дії: десяті, соті долі відсотків на градус Цельсія.

В якості імпульсних стабілізаторів застосовують також інвертори і перетворювачі, при роботі з незалежним збудженням від системи управління, яка забезпечує, як правило, режим з ШІМ – регулюванням.

Значним недоліком стабілізаторів імпульсного типу являється генерація ними високочастотних завад, які розповсюджуються по проводам (кондуктивні завади) в джерело живлення і до споживача, а також в простір (завади випромінення). Це зумовлює необхідність вирішення на стадії проектування питань забезпечення електромагнітної сумісності ДВЕЖ імпульсного типу і функціональної радіоелектронної апаратури.

 

5.6.2.        Силові каскади без гальванічної розв’язки входу й виходу

         Сучасні високоефективні стабільні джерела вторинного електроживлення, ознаками яких є ККД, питомі масогабаритні показники, відносно низьке використання  кольорових і чорних металів, мають у своєму складі ключові стабілізатори напруги (КСН) (за режимом роботи регульованого каскаду) або імпульсні (за принципом керування), а також регульовані перетворювачі.

         Застосування перетворювачів за схемою з гальванічним відокремленням передбачає застосування трансформатора. Незважаючи на те, що під час застосування високих частот перетворення габаритні розміри і маса трансформаторів зменшуються, застосування трансформаторів не є виправданим для перетворення незначних потужностей. Для перетворення електричної енергії можна застосувати також перетворювачі за схемою, що не має гальванічного відокремлення вхідного і вихідного кола, а реактивні елементи, які застосовано в перетворювачі − дроселі та конденсатори.

Такі перетворювачі є досить простими та ефективними, мають мінімальний об’єм та масу, можуть бути вбудовані безпосередньо в пристрої, що живляться від одного джерела, але потребують кілька різних значень напруг під час роботи (особливо, в таких портативних  малогабаритних пристроях як рації, мобільні телефони, кишенькові комп’ютери). Крім того, дозволяють більш повно використовувати потужність електричної мережі, внаслідок забезпечення коефіцієнту потужності близько . В разі застосування відповідних схем керування та введення зворотного зв’язку (від навантажувального кола до схеми керування) перетворювачі без гальванічного відокремлення можуть працювати в якості стабілізатора напруги що більш детально вивчено в розділі 5.

З’ясуємо принцип дії та основні особливості роботи перетворювачів що не мають гальванічного відокремлення.

Слід звернути увагу, що всі перетворювачі, які проаналізовано далі, збудовано із застосуванням таких складників (рис. 5.31)

 

Рис. 5.29 Необхідні складники перетворювачів без гальванічного відокремлення

 

Слід звернути також увагу на те, що транзистори різних типів по-різному змінюють власну провідність в залежності від напруги керування. На рис. 5.26 наведено часові діаграми струмів, транзисторів різних типів, в залежності від прикладеної напруги керування. Напругу керування прийнято ідеальним меандром з періодом  та тривалістю високого рівня , низького рівня, відповідно, . Високий рівень напруги керування перевищує пороговий рівень спрацьовування транзисторів, тобто . Низький рівень напруги керування дорівнює нулю. Також на рис. 5.32 враховано частотні властивості кожного з типів транзисторів без додаткових схем прискорювання перехідних процесів.

 

Рис. 5.30 Реакція транзисторів різних типів на напругу керування

 

Примітка:

Відповідно до властивостей транзисторів, поданих на рис. 5.31:

, та ,

де − некерований (тепловий) струм колектора біполярного транзистора; − залишковий струм стоку польового транзистора у розімкненому стані; − час перемикання транзистора в замкнений стан.

Відповідно до рис. 5.31, вихідний струм біполярного транзистора матиме коефіцієнт заповнення , в той час, коли наприклад, коефіцієнт заповнення вихідного струму польового транзистора з ізольованим затвором і вбудованим n-каналом складатиме . Вказані особливості елементної бази слід обов’язково враховувати під час проектування схем керування перетворювачів.

 

У КСН застосовують три основні типи силових каскадів рис. 5.33: знижувальний  ЗН, у якому вихідна напруга U_н менша за вхідну U_ж, підвищувальний ПВ, у якому U_н > U_ж,  і полярно-інвертувальний ПІ, в якому полярності вхідної й вихідної напруг протилежні, а значення U_н може бути більшим або меншим, ніж U_ж, залежно від значення шпаруватості Q керувальних імпульсів.

            У всіх силових каскадах транзистор VT працює у ключовому режимі, дросель L і конденсатор С формують згладжувальний фільтр-накопичувач, комутаційний (рекупераційний,  зворотний) діод VD також функціонує у ключовому режимі та створює шлях струму в навантажувальному колі Rн за розімкнутого стану VT.

         Силові каскади КСН можуть функціонувати у двох режимах: з неперервним  і переривчастим струмом у дроселі і_L. Кращі експлуатаційні  властивості забезпечує  режим неперервного струму в дроселі (менша пульсація напруги на виході, більш жорстка зовнішня характеристика).    Аналіз силових каскадів виконують за умови таких припущень: замикання та розмикання  ключових компонентів (транзисторів  і діодів) є миттєвим; у замкнутому й розімкнутому станах втрати відсутні; дросель і конденсатор представлено  ідеальними лінійними індуктивністю та ємністю; значення напруги на вході та виході, а також навантажувального струму – незмінні. Аналіз здійснено в усталеному режимі, тобто не у стані першого підключення до джерела вхідної напруги.

            Перетворювач знижувального типу  наведено на рис. 5.27, а . Принцип дії перетворювача такий: коли транзистор VT1 замкнено, напругу живлення перетворювача під’єднано до навантажувального кола . Струм протікає через транзистор, дросель L1 та опір кола. Конденсатор C1 заряджено. Коли транзистор під дією напруги керування переходить в розімкнений стан, джерело живлення від’єднано від навантажувального кола, струм дроселя , що не може миттєво змінитися продовжує протікати в тому самому напрямку, через діод VD1, оскільки створено умови для переходу VD1 в замкнутий стан. Конденсатор та дросель віддають накопичену енергію в навантажувальне коло. Співвідношення між середнім значенням вихідної напруги та значенням вхідної напруги визначає коефіцієнт заповнення .

 

Рис. 5.31 Перетворювач знижувального типу: а − схема електрична принципова;

б − часові діаграми

 

На рис. 5.33 б наведено часові діаграми струмів за умови неперервного режиму струму дроселя. У випадку недостатньої індуктивності дроселя струм в навантажувальному колі буде зменшуватись до нуля наприкінці тактового періоду перетворення, причому критичний режим роботи передбачає зменшення струму дроселя до нуля лише дуже короткий проміжок часу, а режим перервного струму − тривалість нульового значення струму в межах . Індуктивність дроселя, за якої перетворювач (будь-якого типу з наведених) працює в критичному режимі називається граничною, .Для забезпечення надійної роботи перетворювача та мінімізації втрат обирають індуктивність дроселя рівну .Основні співвідношення для перетворювача знижувального типу та інших наведено в табл. 5.2

 

Як різновид перетворювача знижувального типу. існує також здвоєний перетворювач знижувального типу (рис. 5.34). Перевага такого перетворювача в збільшеній перетворюваній потужності, оскільки, внаслідок наявності двох комутувальних транзисторів, максимальний струм кожного з них вдвічі менший ніж у транзистора в попередній схемі (за умов однакового навантаження). Напруги керування транзисторами − протифазні.

 

Рис. 5.32 Схема електрична принципова здвоєного перетворювача знижувального типу

 

Зясуємо принцип дії перетворювача знижувальноготипу

         На інтервалі часу  t₀ < t £ t₃ транзисторний ключ VT замкнуто, джерело живлення U_ж через дросель L підключено до навантажувального кола R_н; діод VD, до якого прикладено напругу U_ж (в указаною на рисунку полярністю), розімкнуто. У колі: U_ж, L, R_н протікає струм i_L(t), що лінійно зростає з деякого  значення І_L min і створює на дроселі падіння напруги

                                             (5.47)

У результаті інтегрування (5.47), з урахуванням  початкових умов i_L(t₀) = І_L min, отримаємо вираз для струму, що протікає через дросель

                                 (5.48)

Наприкінці інтервалу замкнутого стану транзистора (t = t₃) струм i_L зростає до значення

                                         (5.49)

На інтервалі часу t₃ < t < T  ключ VT розімкнуто – струм дроселя зберігає попередню полярність, але починає зменшуватись, похідна di_L/dt   змінює знак – у результаті полярність напруги на дроселі  змінюється (рис. 5.27,а, знаки в дужках). Таким чином створено умови для замикання діода VD (мінус на катоді) і формування кола передавання енергії, накопиченої у дроселі на попередньому часовому інтервалі, до навантажувального кола: L – VD – R_н. До транзистора VT у цьому стані прикладено напругу джерела живлення U_ж.

Закон змінення струму в дроселі знайдемо, з урахуванням того, що в режимі  розімкнутого стану транзистора VT і замкнутого діода VD до дроселя прикладено напругу U_н

                                              (5.50)

З урахуванням початкових умов i_L(t₃) = І_Lmax  закон змінення струму в дроселі описують виразом

                                  (5.51)

Наприкінці інтервалу розімкнутого стану VT (t = t_p) струм зменшується до значення

                                            (5.52)

З (5.50) і (5.52) отримаємо формулу, що визначає взаємозв’язок вихідної (U_ж) та вхідної (U_н) напруг каскаду

                                        (5.53)

звідки

                                    (5.54)

 

Оскільки g < 1, вихідна напруга ПН завжди менша вхідної, що визначає назву цього типу силового каскаду КСН.

Враховуючи, що середнє значення струму через конденсатор дорівнює нулю I_C cеp = 0, середнє значення сили струму, що протікає через дросель, дорівнює середньому значенню сили струму навантажувального кола

                                          (5.55)

 

а максимальне значення колекторного струму транзистора I_K max також дорівнює  максимальним значенням сили струму діода I_D max та  I_L max (рис. 5.27, г)

                                          (5.56)

 

З урахуванням (5.52) і (5.55) маємо

                                                  (5.57)

 

З (5.30) і (5.33) випливає, що струм I_L на інтервалах (t₀ < t < t₃) та (t₃ < t < T) змінюється лінійно, тому напруга u_L на кожному з них – незмінна.

         Критерієм вибору значення індуктивності L дроселя фільтра є обмеження, що накладають на відношення між значеннями навантажувального струму І_н.min (мінімального) та різницею змінення струму через дросель DI_L = I_L max – I_{L min}. Для забезпечення режиму неперервного струму в дроселі необхідно забезпечити (рис. 5.27, г, часова діаграма i_L(t)) умову

                                    (5.58)

 

Звідки, з урахуванням співвідношення t_p = (1 – g)T,

                               (5.59)

 

де R_н max – найбільше значення опору навантажувального кола (за умов мінімального навантаження); g_min – мінімальне значення коефіцієнта заповнення.

         Значення L, що визначають рівнянням (5.58) за умови знака "дорівнює", характеризує граничний режим  струму в дроселі, його позначають L_гр. На практиці значения індуктивності дроселя обирають у кілька разів більше ніж L_гр.

         Дієве значення струму через дросель, необхідне для розрахунку перерізів проводів і вибору типорозміру магнітопроводу, визначимо за відомими формулами з урахуванням закону змінення струму на інтервалах замкнутого (t₀ < t < gT)  та розімкнутого ключів.

             (5.60)

Звідки після перетворень, з урахуванням (5.37), отримаємо

                                                  (5.61)

 

         Конденсатор фільтра С у процесі роботи силового каскаду періодично заряджається (за умови i_L(t) > I_н.cер) та розряджається (за умови I_н.cр > i_L(t)).

Значення змінної складової напруги на конденсаторі, що є напругою пульсації в навантажувальному колі, визначають співвідношенням

                                                   (5.62)

 

         У зв’язку з тим, що змінна складова напруги конденсатора є змінною складовою вихідної напруги, значення якої значно менше U_н.сер, тобто  u_C~ = u_н~ << U_н.сер, можна вважати, що наявність напруги u_C~ практично не порушує прийняте  раніше припущення, що U_н = const.

         Але для визначення значення змінної складової напруги на конденсаторі, щоб встановити значення коефіцієнта пульсації в навантажувальному колі, скористаємося залежністю (5.62), із представленням U_C~ як DU_C.  З часових діаграм  i_L(t),  i_C(t)  та  u_C(t)  (рис. 5.27,г),  на інтервалі            (t₁ < t < t₂), який дорівнює T/2, випливає, що змінення напруги на конденсаторі становитиме DU_C = 2U_m.н, тобто 2U_m.н

                        (5.63)

         Значення підінтегральної функції характеризує площина заштрихованого трикутника на часовій діаграмі i_C(t), яка дорівнює .

         Таким чином, змінення кількості  електрики (заряду) в конденсаторі на інтервалі (t₁ < t < t₂) становить

                                  (5.64)

звідки значення амплітуди змінної складової вихідної напруги

                                            (5.65)

Значення ємності конденсатора фільтра

                                            (5.66)

де  – коефіцієнт пульсацій вихідної напруги.

        

 

Підвищувальний силовий каскад

Якщо необхідно отримати значення напруги на виході КСН більшу, ніж на вході, застосовують підвищувальний силовий каскад ПВ (рис. 5.29).

 

 

Рис. 5.33 Схема електрична принципова перетворювача підвищувального типу

 

На інтервалі (t₀ < t < t₃) замкнутого стану транзистора VT напругу U_ж джерела живлення прикладено до дроселя L

                                                               (5.67)

 

Зауважимо, що за умови ідеальних компонентів закон змінення струму – лінійний.

До діода VD прикладено зворотну напругу (U_н – U_ж) – тому він розімкнутий (off). Навантажувальне коло отримає енергію, накопичену в конденсаторі LC-фільтра  на попередньому інтервалі.

Інтегруванням (5.67), з урахуванням початкових умов i_L(t₀) = I_L min, отримаємо вираз для струму дроселя

                                                 (5.68,а)

 

звідки

                                              (5.68,б)

         Після розмикання ключа VT  на інтервалі часу тривалістю t_р струм у дроселі зменшується, похідна  змінює знак, відповідно полярність напруги на дроселі змінено (рис. 5.27, б, знаки в дужках). Сума  U_ж + U_L перевищує значення U_н, тому стан діода – "замкнено" (on) .

         Вихідну напругу формує сума вхідної напруги U_ж і падіння напруги на дроселі U_L

U_н = U_ж + U_L.                                                  (5.69)

Струм у колі дроселя визначають інтегруванням виразу

,                                       (5.70)

з якого, з урахуванням початкових умов i_L(t₃) = I_L max, отримаємо

                                          (5.71)

У момент t = t_р маємо

                                          (5.72)

         З формул (5.67,б) і (5.72) маємо

                                   (5.73)

звідки випливає, що U_н > U_ж.

Це пояснює, що на інтервалі (t₀ < t < t₃) потенціал катода діода VD вище за потенціал його анода (відносно загальної шини), тому діод – у розімкнутому стані.

 

Полярно-інвертувальний силовий каскад

Якщо необхідно отримати відносно загальної шини полярність напруг на виході КСН, протилежну полярності джерела живлення, застосовують полярно-інвертувальний (ПІ) силовий каскад (рис. 5.33,в). Особливістю цього каскаду є також можливість  забезпечити значення вихідної напруги більше або менше, ніж вхідна,  залежно від шпаруватості (коефіцієнта заповнення).

Рис. 5.34 Схема електрична принципова полярно-інвертувального перетворювача

підвищувального або знижувального типу

 

У замкнутому стані транзисторного ключа VT (t₀ < t < t₃) напругу U_ж джерела живлення прикладено до дроселя  , крізь який  лінійно зростає струм i_L. Значення струму i_L на початку та наприкінці інтервалу становить відповідно:

                                (5.74)

 

 

         Діод VD у цьому режимі розімкнуто впливом на нього суми напруг U_н + U_L,  яку прикладено у зворотному напрямі.

         Напругу на виході каскаду забезпечують конденсатором С внаслідок накопиченої на протязі попереднього інтервалу часу енергії.

         Після розмикання ключа VT струм i_L(t) зменшується, похідна  змінює знак – отже,  змінюється полярність напруги (знаки в дужках).

         Тепер на діод VD діє різниця напруг U_н – U_L, яка його замикає (on), і напруга U_L надходить через діод VD на вихід КСН.

         На інтервалі (t₀ < t < T_р) , звідки:

                                            (5.75)                                                                              

                                                            (5.76)

 

         Таким чином,  залежно від значення g, значення напруги U_н може бути менше або більше U_ж і має зворотну полярність.

         Зауважимо, що КСН підвищувального та полярно-інвертувального типу, в порівнянні зі знижувальним КСН, мають гірші масогабаритні  й динамічні показники, нижчий ККД, і тому їх застосовують, головним чином, якщо необхідно забезпечити вихідну напругу більшу вхідної, або з іншою полярністю без застосування трансформатора.

        

Каскад Полікарпова-Чука

 

Вчені Полікарпов та Чук запропонувли схему стабілізатора, яка тепер носить їх ім'я. Вона представляє собою послідовне з'єднання підвищувального і знижувального каскадів. Як показано на рис. 5.37, а, і вхідне, і вихідне коло включають дроселі, таким чином, і у вхідному, і у вихідному струмах пульсації відсутні. Таке рішення значно знижує завади в колі живлення,  дозволяючи застосовувати фільтруючі елементи менших габаритів.

 

Рис. 5.35–Схема електрична принципова  каскаду Полікарпова-Чука (а) та

форми сигналів (б)

 

Схема, показана на рис. 5.28, а, працює наступним чином. На протязі часу, коли транзистор відкритий, діод закритий, так як конденсатор  заряджений. Дросель  акумулює енергію від  через транзистор VT. Конденсатор  розряжається через дросель , навантаження і вихідний фільтрувальний конденсатор , передаваючи на протязі цього часу енергію в . Коли VT закритий, полярність напруги на  змінюється  і відкривається діод. Потім  передає свою енергію в  і .  Конденсатор  заряджається через  до напруги  на протязі періоду часу, коли транзистор закритий. Відмітимо, що  являється розділювальним конденсатором, який грає важливу роль в процесі переносу енергії;  передає запасену енергію в  на протязі , а  - в ,  і  на протязі .

Ідеальне відношення вхідних і вихідних величин для перетворювача Полікарпова-Чука таке ж, як для понижувально-підвищувального перетворювача:

 

і    

 

так, що він може функціонувати в якості підвищувального перетворювача, коли >0.5, і в якості понижувального, коли <0.5.

Схема перетворювача Полікарпова-Чука дещо складніша в порівнянні з іншими схемами, але поліпшені з точки зору пульсацій характеристики в багатьох випадках виправдовують його підвищену вартість. Цей перетворювач можна застосовувати при потужності порядку кіловатт, а можливо, і вище.

Перетворювач Полікарпова-Чука володіє й іншими корисними властивостями. Якщо  і  мають спільний магнітопровід, а відношення кількості витків і коефіцієнт зв'язку між ними вибрані вірно, пульсації вхідного і вихідного струмів можна звести до нуля. В перетворювачі Полікарпова-Чука вхід і вихід можна поміняти місцями.

 

5.6.3.        Кола керування

 

         У знижувальному та підвищувальному силових каскадах КСН регулювальний транзистор може бути підключений колектором або емітером до джерела живлення. У першій ситуації випадку після подання напруги U_ж транзистор залишається розімкнутим, вихідна напруга каскаду, а отже й напруга зворотного зв’язку та сигнал керування відсутні. Тому для реалізації замикання транзистора з підключенням напруги живлення застосовують спеціальні кола (наприклад, резистор R1 на рис. 5.32, а).

         У другій ситуації випадку, після підключення напруги живлення – транзистор  у стані насичення – на виході каскаду формується напруга й починає функціонувати система зворотного зв’язку.

         Регулювальний каскад імпульсних стабілізаторів, так само як і неперервних, за необхідністю виконують на складеному транзисторі. Однак застосування складених транзисторів у КСН має деякі особливості, пов’язані з ключовим режимом роботи.

         У режимі насичення емітерний і колекторний переходи транзистора зміщені у прямому напрямі, потенціал колектора відносно емітера – негативний для транзистора p-n-p, що забезпечує необхідний напрям протікання емітерного струму. У складеному транзисторі VT1, VT2           (рис. 5.29, а), за умов забезпечення насичення VT2, його колекторну напругу прикладено до переходу колектор – база VT1 із полярністю, указаною на рисунку, у кружках, виконаних штриховими лініями; колекторний перехід VT1 зворотно зміщений, тобто насичення VT1 досягти неможливо. Для насичення потужного транзистора у складених транзисторах у колекторне коло VT1 включають резистор R1 (рис. 5.23, б), падіння напруги на якому внаслідок протікання струму I_К1 забезпечує відповідну полярність напруги колекторного переходу VT1.

 

Рис. 5.36 Схеми включення складених транзисторів у ІСН (а, б, в )

та способи форсованого розмикання (г, д)

 

         Проте введення резистора R1 у силове коло призводить до додаткових втрат потужності, запобігти яким можливо  включенням складеного транзистора за схемою рис. 5.28, в, де додаткову напругу на колекторі VT1 створено внаслідок падіння напруги на частині обмотки дроселя L згладжувального LC-фільтра силового каскаду.

         Ще деякі особливості силових каскадів КСН пов’язані з забезпеченням режиму форсованого розмикання складеного транзистора. Для отримання малої тривалості інтервалу часу спаду колекторного струму необхідно в момент розмикання транзистора подавати до його базового кола негативний імпульс струму. З цією метою в КСН застосовують спеціальні схеми, де як джерело напруги розімкнутого стану застосовують попередньо заряджений конденсатор С (рис. 5.27, г) або додаткове джерело U_дод (рис. 5.27, д).

         У схемі рис. 5.33, г за умови замкнутого складеного транзистора VT2, VT3 конденсатор С заряджається за колом: (+)U_ж, R2, C, VT3, VT2, (–)U_ж (шлях струму заряду і_е показано суцільною лінією). Послідовно включені у прямому напрямі діоди VD2, VD3 обмежують напругу на конденсаторі, транзистор VT1 розімкнуто. За умов надходження від кола керування сигналу, який замикає VT1, конденсатор розряджається за колом: (+)С, VT1, R1, VT2, VD1, (–)C. Струм розряду і_р(шлях розряду показано штриховою лінією) протікає в напрямі, протилежному руху основних носіїв заряду емітерного переходу VT2, в результаті чого VT2 форсовано розімкнуто. Діод VD1 запобігає пробою емітерного переходу VT3 за час проходження імпульсу струму запирання та сприяє швидкому й надійному розмиканню VT2. Основний недолік цієї схеми – транзистор VT1 протягом невеликого проміжку часу пропускає потужний імпульс струму, для забезпечення якого потрібний додатковий імпульсний підсилювач.

         Недоліком розмикання складеного транзистора із застосуванням додаткового джерела живлення (рис. 5.33, д) є те, що в момент вмикання основного джерела U_ж транзистор розімкнуто, вихідна напруга каскаду дорівнює нулю, коло зворотного зв’язку не функціонує. Такі схеми розмикання вимагають застосування спеціальних засобів замикання силового транзистора в момент вмикання.

         У силових каскадах КСН застосовують кола, які покращують роботу транзисторів.

 

 

5.6.4.        Деякі структурні схеми ключових (імпульсних) стабілізувальних ДВЕЖ

 

З проаналізованих раніше функціональних вузлів, перетворення частоти здійснюють імпульсні стабілізатори та інвертори, які є основою сучасних ДВЕЖ із безтрансформаторним входом (БТВ). Найбільш поширені структурні схеми таких ДВЕЖ наведено на рис. 5.28.

Перевагою джерела живлення за схемою рис. 5.28, а, в кожному каналі якого застосовують ключовий (імпульсний) стабілізатор напруги, є відносна простота його формування; суттєвий недолік – відсутність гальванічного відокремлення  між входом і виходом та між окремими каналами. Для кожного КСН необхідна система керування; регулювання вихідної напруги ДВЕЖ  можливе тільки зміненням шпаруватості імпульсів, що, за необхідності отримання низьких електроживильних напруг, призводить до значного ускладнення схеми керування СК, погіршення масогабаритних показників згладжувального  фільтра й усього джерела в цілому.

 

Рис. 5.37 Структурні схеми ДВЕЖ   з ІСН (а), з ІСН та нерегульованим інвертором (б), с нерегульованим інвертором та ІСН в кожному каналі (в) та стабілізованим інвертором (г)

(В – випрямляч, Ф – фільтр, И – інвертор, СН – додатковий стабілізатор)

 

Для забезпечення гальванічного відокремлення і спроможності порівняно просто отримати необхідну кількість вихідних каналів у ДВЕЖ із БТВ  застосовують інвертори, у склад яких входить трансформатор.  У ДВЕЖ, наведеною на рис. 5.33, б інвертор встановлено на виході КСН. У каналі з головним зворотним зв’язком забезпечено стабілізацію вихідної напруги зі зміненням як вхідної напруги, так і навантажувального струму. В інших каналах, для забезпечення необхідної нестабільності зі зміненням навантаження, необхідно застосувати додаткові стабілізатори – ключові або неперервної дії, що ускладнює та збільшує вартість  ДВЕЖ. Окрім того, інвертор, який у такому джерелі слід розрахувати на  потужність, що дорівнює сумарній потужності всіх каналів, частіше виконують за двотактною схемою, що потребує застосування спеціальних кіл для забезпечення симетрування півперіодів, усунення наскрізних струмів.

На рис. 5.33, в наведено структурну схему ДВЕЖ, у якому нерегульований інвертор встановлено на вході, а КСН – на виході кожного з каналів. ДВЕЖ має дещо кращі динамічні характеристики через меншу кількість  кіл, що зсувають фазу, охоплених зворотним зв’язком. Як вихідні тут можуть застосовуватись  як ключові, так і неперервні стабілізатори.

На відміну від попередніх, у ДВЕЖ за схемою рис. 5.33,г відсутній стабілізатор напруги як окремий функціональний вузол, перетворення частоти та регулювання вихідної напруги здійснено стабілізованим інвертором. Для забезпечення необхідної нестабільності вихідної напруги в умовах змінення навантаження в усіх каналах, окрім охопленого зворотним зв’язком, необхідні додаткові стабілізатори.

Існують також інші модифікації структурних схем ДВЕЖ – наприклад, із вольтододатковим пристроєм, регульованим випрямлячем. В процесі проектування ДВЕЖ для обгрунтованого вибору структурної схеми доцільно проаналізувати декілька варіантів, тому що кожний із них може мати переваги  залежно від сукупності параметрів, які треба забезпечити.

Наведемо загальні рекомендації, які треба враховувати для вибору структурної схеми ДВЕЖ.

За однакової форми вихідної напруги й значення перетворюваної потужності згладжувальний фільтр має кращі масогабаритні показники в колі з більш високою напругою.

Згладжувальний фільтр на виході КСН й стабілізувального інвертора звичайно більший за розміром, ніж на виході нерегульованого інвертора, оскільки стабілізувальні функціонують із паузою на нулі, що збільшує коефіцієнт пульсацій на їх виході.

Нерегульовані інвертори, так само як і стабілізувальні, потребують спеціальне коло керування, – наприклад, для забезпечення симетрування півперіодів.

Для формування багатоканальних ДВЕЖ у каналах, не охоплених зворотним зв’язком, необхідні додаткові стабілізатори для зменшення нестабільності за навантаженням.

5.7.   Контрольні питання та завдання

1.        Наведіть приклади основних дестабілізувальних факторів.

2.        Якими параметрами характеризують роботу стабілізатора напруги (струму)?

3.        Сформулюйте основні вимоги до стабілізаторів.

4.        За якими ознаками класифікують стабілізатори?

5.        Поясніть принцип дії параметричного стабілізатора напруги.

6.        Чи є принципово необхідною наявність у найпростішій схемі ПСН баластного резистора й чому?

7.        Чому дорівнюють вихідна напруга та інтегральний коефіцієнт стабілізації напруги ПСН, якщо вмикання стабілітрона змінити на зворотне?

8.        Який вигляд має вольт-амперна характеристика кремнієвого стабілітрона?

9.        Яким вимогам повинен відповідати баластний елемент ПСН для збільшення його коефіцієнта стабілізації без збільшення вхідної напруги ?

10.   Наведіть структурну схему компенсаційного стабілізатора.

11.   В чому полягають модифікації схем транзисторного стабілізатора напруги?

12.   Чому стабілізатори серії К142ЕН називають інтегральними мікросхемами?

13.   Який стабілізатор напруги називають компенсаційним?

14.   Поясніть принцип роботи ТСН.

15.   Чому регулювальний елемент у ТСН виконують як складеного транзистора?

16.   Чому дорівнює коефіцієнт фільтрації ТСН?

17.   У чому полягають переваги стабілізатора напруги в мікросхемному виконанні порівняно із стабілізатором напруги на дискретних елементах?

18.   Дайте визначення понять часткових нестабільностей в мережі та за навантаженням, температурного коефіцієнта напруги, сумарної нестабільності стабілізатора напруги.

19.   Які види імпульсного регулювання розрізняють в залежності від способу змінення шпаруватості?

20.   Які типи силових каскадів застосовують в КСН?

21.   Чому зі збільшенням вхідної напруги ІСН зростає частота ?

22.   Як з підвищенням струму навантаження змінюється робоча частота?

23.   Яка різниця між роботою ІСН в режимах ШІМ та релейному?

24.   Сформулюйте основні властивості перетворювача Полікарпова-Чука.

 

 

 

 

РОЗДІЛ 6.                     ІНВЕРТОРИ ТА ПЕРЕТВОРЮВАЧІ

 

6.1 Призначення. Терміни та визначення

6.2 Класифікація. Принцип дії інвертора

6.3 Перетворювачі на основі автогенератора

          6.3.1 Генератор Ройєра

          6.3.2 Генератор Єнсена

6.4 Силові каскади перетворювачів

6.4.1 Однотактні транзисторні перетворювачі

6.4.2 Двотактні транзисторні перетворювачі

6.5 Порівняльні характеристики перетворювачів

6.6 Перетворювачі з ШІМ-регулюванням на базі ВІМС TOP Switch

6.7Висновки       

6.8 Контрольні запитання та задачі

6.9 Задачі для самопідготовки

 

 

В процесі роботи з матеріалом цього розділу

та після завершення, ви маєте

 

Знати:

·              − призначення, принцип дії, класифікацію інверторів та перетворювачів;

·           Основні характеристики інверторів та перетворювачів;

·          сутність основних процесів в інверторі;

·          основні типи інверторів та перетворювачів, їх особливості, переваги та недоліки;

·          засади функціонування перетворювачів на основі автогенераторів Ройєра, Єнсена, з дроселем насичення;

·          засади функціонування однотактних перетворювачів (зворотного, прямого, прямого з обмоткою розмагнічування);

·          засади функціонування двотактних перетворювачів (паралельного, напівмостового,  мостового);

·          розрахункові співвідношення стосовно енергетичних та якісних параметрів;

·          принципи та засади керування перетворювачами, в тому числі, в режимі стабілізатора.

 

Вміти:

·          обґрунтовувати вибір типу перетворювача;

·          скласти топологію перетворювача за визначеними параметрами;

·          скласти технічне завдання для проектування перетворювача з заданими параметрами;

·          пояснити процеси взаємодії функціональних вузлів перетворювачів та інверторів з урахуванням спектральних та енергетичних  характеристик;

·          розраховувати функціональні вузли та допоміжні кола з метою вибору компонентів;

·          виконати експериментальні дослідження перетворювачів;

·          налагодити або відремонтувати перетворювач.

 

6.1.   Призначення. Терміни та визначення

 

Як з’ясовано в попередніх розділах, джерело електроживлення − це засіб, в якому здійснюються перетворення: змінної напруги за значенням (трансформатором), змінної напруги в сталу (випрямлячем). В ДВЕЖ за сучасною структурною схемою має місце також перетворення сталої напруги в змінну з підвищеною частотою у порівнянні з частотою мережі (інвертором).

Відповідно до ДСТУ 2847 "Перетворювачі електроенергії напівпровідникові. Терміни та визначення ", функціональним вузлом, що здійснює перетворення електричної енергії сталої напруги (струму) в енергію змінної напруги (струму), тобто реалізує
функцію інвертування, є інвертор.

Інвертування сталої напруги (струму) – перетворення енергії сталої напруги (струму) в енергію змінної напруги (струму), що здійснюється із застосуванням вентилів.

З’єднання випрямляча та інвертора в різній послідовності дозволяє реалізувати перетворювач напруги або частоти.

Велике значення має можливість керування вихідними параметрами перетворювача. Це дозволяє сумістити функції інвертування та регулювання (стабілізації) в одному функціональному вузлі кола. З метою стабілізації вихідної напруги, застосовують напругу з паузою на нульовому рівні («пауза на нулі»).

На рис. 6.1 наведено умовні позначення інверторів, часові діаграми напруги на вході та на виході.

 

Наведемо деякі терміни відповідно до ДСТУ 2847:

Напівпровідниковий перетворювач електроенергії – пристрій для зміни або регулювання одного чи кількох параметрів електричної енергії та її характеристик, робота якого ґрунтується на застосуванні напівпровідникових приладів.

До параметрів електричної енергії належать: напруга, частота, кількість фаз.

До характеристик − потік реактивної потужності, показники якості електричної енергії.

Інвертор − напівпровідниковий перетворювач електроенергії, призначений для перетворення постійного струму в змінний.

Ведений напівпровідниковий інвертор − інвертор, у якому комутація напівпровідникових приладів здійснюється напругою, зумовленою зовнішніми стосовно самого інвертора джерелами електроенергії (наприклад мережею).

Автономний інвертор − напівпровідниковий інвертор, в якому комутація напівпровідникових приладів здійснюється напругою, зумовленою елементами, що входять до його складу.

Автономний інвертор напруги − інвертор, джерелом енергії в якому є джерело напруги.

Автономний інвертор струму − автономний напівпровідниковий інвертор, живлення якого здійснюється від джерела струму або від джерела напруги через реактивний елемент згладжування.

Дволанковий напівпровідниковий перетворювач змінного струму − перетворювач з проміжною ланкою постійного струму, а потім інвертування постійного струму.

Безпосередній напівпровідниковий перетворювач сталої напруги − перетворювач змінного струму, який здійснює перетворення напруги без зміни її частоти або кількості фаз.

 

Рис. 6.1 До ілюстрації функціонування інверторів з перетворенням сталої напруги
 в змінну: а − прямокутну; б − синусоїдну; в − прямокутну з паузою в нулі

 

 

Регульованим (стабілізованим) напівпровідниковим перетворювачем електроенергії називають напівпровідниковий перетворювач електроенергії, у якого регулюють (стабілізований) один або декілька параметрів.

 

6.2.   Класифікація. Принцип дії інвертора

 

Наявність рухомих вузлів, необхідність спеціального догляду, низький ККД, акустичні та електромагнітні завади електромеханічних інверторів, стрімкий розвиток технологій напівпровідників сприяли розвитку статичних напівпровідникових перетворювачів. Отже, далі наведемо класифікацію останніх.

Перетворювачі та інвертори розрізняють:

за характером процесів у силовому колі: інвертори напруги (напруга на вході інвертора незмінна), інвертори струму (струм на вході інвертора незмінний) і резонансні інвертори;

за способом керування: із самозбудженням (автогенератори) і з незалежним (зовнішнім) збудженням (підсилювачі потужності);

за схемною реалізацією (топологією): однофазні та багатофазні, однотактні та двотактні (з відводом від середньої точки первинної обмотки трансформатора, напівмостові, мостові,);

за типом елементної бази силового кола: транзисторні, тиристорні;

за схемою під'єднання комутувального конденсатора відносно навантажувального кола: паралельні, послідовні, паралельно-послідовні;

за способом комутації тиристорів: із повентильною (індивідуальною), пофазовою (груповою), міжфазовою, загальною.

Крім того, розрізняють одно- та двоступінчату комутацію.

Додатково наведемо класифікаційні ознаки, які пов’язані з топологічними особливостями схем та елементною базою інверторів.

Транзисторні – за способом включення транзистора: із загальним емітером, із загальним колектором, із загальною базою.

Однофазні транзисторні інвертори виконують за такими основними схемами: двотактні – з відводом від середньої точки первинної обмотки силового трансформатора ( паралельний push-pull), напівмостової (half bridge) та мостової (bridge); однотактні – зі зворотним включенням випрямного діода (fly-back), прямим включенням випрямного діода (forward), прямим включенням випрямного діода й розмагнічувальною обмоткою (ПРО), здвоєний ПРО. Однотактні інвертори називають також перетворювачами, бо вони є композицією інвертора та випрямляча.

На рис. 6.2 наведено класифікацію однофазних транзисторних перетворювачів, які застосовують найчастіше.

Тиристорні – за принципом керування комутацією тиристорів: ведені та автономні інвертори.

У автогенераторах малої потужності (одиниці, десятки вольт-ампер) сформовано режим, в якому комутацію забезпечено насиченням силового трансформатора. Зі збільшенням потужності перетворювача, цей режим призводить до зростання втрат і зниження ККД. Тому в інверторах із вихідною потужністю понад кілька десятків вольт-ампер для забезпечення комутації силових ключів застосовують у колі керування спеціальний малопотужний трансформатор, що насичується або дросель насичення. Тоді у силовому трансформаторі немає режиму насичення.

 

Рис. 6.2 Класифікація транзисторних однофазних перетворювачів

 

Процес інвертування формує силова частина інвертора, що складена з декількох транзисторних ключів (у однотактному – одного ключа) і трансформатора (рис. 6.3, а). З’ясуємо форму напруги на виході інвертора за умови його живлення від джерела сталої напруги  (рис. 6.3, б).

Рис. 6.3 До принципу дії інвертора: а − спрощена схема однотактного інвертора з живленням

від джерела сталої напруги; б − спрощені часові діаграми його роботи

Для пояснення принципу дії інвертора приймаємо такі умови:

·          ключ замкнено (on) – значення опору дорівнює нулю;

·          ключ розімкнено (off) – значення опору прямує до нескінченності;

·          трансформатор − ідеальний (втрат потужності та насичення немає).

Проаналізуємо інтервал . Внаслідок впливу сигналу керування транзистор VT1 замкнено. Напруга на первинній обмотці трансформатора:

 

                                                      (6-1)

Із розв’язку рівняння (6-1) маємо:

                                                     (6-2)

 

де L − індуктивність трансформатора; С − константа інтегрування (в цьому прикладі С=0).

Лінійне змінення  спричинює лінійне змінення напруженості магнітного поля , відповідно Закону повного струму та лінійного змінення індукції  і магнітного потоку  в магнітопроводі:

                                               (6-3а)

 

                             (6-3б)

 

де − кількість витків первинної обмотки трансформатора;− довжина середньої лінії магнітопроводу;  − площа перерізу магнітопроводу;  − абсолютна магнітна проникність магнітопроводу.

Лінійне змінення магнітного відповідно до закону електромагнітної індукції за  спричинює появу на первинній та вторинній обмотках трансформатора на інтервалі  незмінної ЕРС:

.                                          (6-4)

 

На інтервалі  сигнал керування такий, що транзистор VT1 розімкнено. Струм  без зміни напряму зменшується внаслідок відключення від джерела живлення . Тобто, знак похідної  стає протилежним, що спричинює зміну знаку похідної . Отже, ЕРС також змінює полярність.

Далі, за почергового замикання та розмикання транзистора VT1 у первинній обмотці збуджується струм, що змінюється за лінійним законом, який призводить до формування на обмотках трансформатора змінної прямокутної ЕРС, значення якої залежить від кількості витків, значень площі перерізу магнітопроводу і магнітної індукції. Із збільшенням частоти можна досягнути необхідного значення ЕРС  та потужності за менших габаритів трансформатора.

Таким чином, із сталої напруги джерела отримано змінну напругу .

Двотактний перетворювач-інвертор, відповідно, має дві первинні обмотки трансформатора та два силових ключа S1 і S2 (рис. 6.4, а).

Нагадаємо фізичний сенс процесів, які аналізуємо, не порушено, якщо прийняти такі припущення: трансформатор працює в лінійному режимі, активні та індуктивні опори контурів однакові й зневажно малі, ключі ідеальні (їх опори в замкнутому стані дорівнюють нулю, у розімкнутому – прямують до нескінченності, комутація ключів відбувається миттєво). На підставі визначеного випливає, що стала часу контурів  велика в порівнянні з тривалістю півперіоду роботи інвертора й тому змінення сили струму в контурах відбувається лінійно. (L i R відповідно індуктивність і активний опір первинних обмоток трансформатора).

Минаючи початковий цикл роботи (одразу після ввімкнення ), вважаємо, що чергова комутація ключів (один – в стан замкнуто, другий – розімкнуто) відбувається за наявності енергії, накопиченої в трансформаторі на попередньому робочому інтервалі. За цієї умови струм намагнічування (холостого ходу) , формують два складники: струм , обумовлений джерелом енергії  і струмом , обумовлений енергією, накопиченою в трансформаторі на попередньому інтервалі. Елементи контуру будемо вважати лінійними, тому застосовуємо принцип суперпозиції.

Проаналізуємо модель інвертора за умови різних станів ключів і відповідні їм часові діаграми.

1. Інтервал t₀ < t < t₁ (рис. 6.4, б). Ключ S1 – замкнено, S2 – розімкнено. Струм  зростає в позитивному напрямі, обумовленому тим, що.

Лінійне змінення  призводить до лінійного змінювання напруженості магнітного поля Н  відповідно до Закону повного струму (див. 6-3, 6-4). За умови , на первинній і вторинній обмотках трансформатора сформовано сталу ЕРС (e = const).

Наприкінці цього інтервалу , струм  досягає максимального значення, зумовленого струмом , тому що значення струму  спадає до нуля.

2. Інтервал t₁ < t < t₂. У момент t₁ ключ S1 розімкнено, S2 замкнено. Струм  починає протікати, із зростанням за значенням, у нижньому контурі в напрямі, протилежному струму на інтервалі . Струм  внаслідок енергії, накопиченій у індуктивності трансформатора на інтервалі до моменту t₁, протікає без зміни напряму із зменшенням за значенням.

Напрям результатного струму зберігається, але значення струму спадає; за цієї умови змінюється знак похідної , що призводить до змінення знаку похідної й ЕРС.

Оскільки до всього кола можна застосовувати принцип суперпозиції, проаналізуємо процеси змінення  та . Закон змінення  визначають з рівняння

                                          (6-5)

 

де R – активний опір контуру.

З урахуванням початкових умов

                                        (6-6)

Представимо

.                                      (6-7)

 

Обмежимось першими двома членами ряду і отримаємо струм, що лінійно зростає за значенням

                                                    (6-8)

 

який досягає максимального значення у момент часу t₃.

Рис. 6.4 До пояснення принципу роботи двотактного інвертора: а − модель інвертора

 за різного стану ключів; б − часові діаграми змінення струму намагнічення , його складників ,  та магнітного потоку Ф; в − часові діаграми змінення ЕРС  та , (за значення

коефіцієнта трансформації n = 1).

Розміри стрілок , що вказують напрям струмів ,,  , визначають також переважний
 напрям струму в обмотках трансформатора.

 

 

Припустимо, що інтервали почергово замкнутих ключів S1 і S2 однакові, тобто дорівнюють половині періоду комутації T/2. Тоді, маємо t₃ – t₁ = T/2. Отже,

                                                         (6-9)

 

Закон змінення значення струму  визначимо з рівняння

                                                (6-10)

 

Зауважимо, що початкове значення  – це максимальне значення  попереднього напівперіоду (див. рис. 6.4, б, t = t₁ та формулу (6-9)), тобто

 

                                           (6-11)

Струм  є сумою струмів та .

Наприкінці інтервалу t₁ < t < t₂, за умови t = t₂, , тому .

3. Інтервал t2 < t < t3. На цьому інтервалі стан ключів такий самий, як на попередньому:
S1 – розімкнуто, S2 – замкнуто. Напрям результатного струму  змінюється у зв’язку з тим, що , оскільки значення  збільшується, а  зменшується. Це пояснюється тим, що складова енергії, накопиченої в індуктивності трансформатора на попередньому інтервалі, зменшується. Проте характер її змінення залишається попереднім, тобто знак похідної, а таким чином і полярність ЕРС, також залишаються незмінними. Наприкінці інтервалу значення  досягає максимального рівня, значення  дорівнює нулю.

4. Інтервал t₃ < t < t₄. У момент t₃ ключ S1 замкнено, S2 розімкнено. Напрям  та полярність ЕРС змінюються. Процеси протікають аналогічно проаналізованим на інтервалі
t₁ < t < t₂, але в протилежному напрямі.

Таким чином, якщо комутацію ключів S1 і S2 здійснювати почергово, у магнітопроводі збуджується лінійно змінюваний магнітний потік, що призводить до формування на обмотках трансформатора змінної прямокутної ЕРС (рис. 6.4, в).

Якщо характер опору інвертора активний, у вторинній обмотці протікає струм, який повторює форму ЕРС. Закони зміни  та Ф(t) не залежать від значення струму навантаження, їх часові діаграми не змінюються.

Для компенсації сили намагнічування, яку створює струм у вторинній обмотці, у первинній збуджується струм, який визначають із співвідношення

 

                                                 (6-12)

 

де − сила струму намагнічування; − сила струму у вторинній обмотці;− сила стуму у первинній обмотці.

Часові діаграми, які ілюструють процеси навантаженого інвертора, показано на рис. 6.5.

 

Рис. 6.5. Часові діаграми навантаженого інвертора

 

6.3.   Перетворювачі на основі автогенератора

 

Інвертори можуть працювати в режимах автогенератора або підсилювача потужності, які застосовують у джерелах вторинного електроживлення.

З’ясуємо принцип роботи перетворювачів на основі автогенераторів на прикладі двотактного інвертора. Найбільш відомим є інвертор із самозбудженням з відводом від середньої точки первинної обмотки трансформатора − інвертор за схемою Ройєра (Royer).

 

6.3.1.        Автогенератор Ройєра

 

Схему інвертора реалізовано на основі моделі інвертора (п. 6.2, рис. 6.4, а) заміною ключів S1 і S2 транзисторами VT1 і VT2, на бази яких (рис. 6.6) надходить сигнал від обмоток зворотного зв’язку . Точками позначено відводи обмоток, які мають однакові знаки потенціалу. У модифікаціях схеми, які застосовують найбільше, обмотки зворотного зв’язку з’єднують послідовно; від подільника вхідної напруги R1–R2 подають напругу початкового зміщення з полярністю, необхідною для замикання транзисторів. Конденсатор С під час підключення інвертора до джерела живлення дозволяє отримати підвищене значення напруги на резисторі R1 (у порівнянні з усталеним значенням U_жR₁/(R₁ + R₂)), що забезпечує більш надійний запуск внаслідок зростання базових струмів транзисторів.

 

Рис. 6.6 Схема електрична принципова двотактного генератора з самозбудженням (Ройєра)

 

З’ясуємо роботу двотактного генератора Ройєра , із визначенням чотирьох етапів і момента підключення до джерела живлення з напругою U_ж.

 Процес увімкнення джерела U_ж умовно показано на інтервалі t₀…t₁(рис. 6.7а). Нехай робоча точка магнітопроводу є в умовній області 1 петлі гістерезису (рис. 6.7, б). Під час увімкнення джерела живлення U_ж, напруга зміщення з резистора R1 через обмотки зворотного зв’язку  надходить до баз транзисторів VT1 і VT2, з переведенням їх в активний режим. Оскільки абсолютної ідентичності двох навіть однотипних транзисторів досягти неможливо, значення колекторних струмів  та  дещо відрізняються (нехай ). За цієї умови магніторушійна сила  збуджує наростаючий магнітний потік Ф.

Поява змінного за значенням магнітного потоку призводить до виникнення ЕРС на всіх обмотках трансформатора.

Обмотки зворотного зв’язку підключені таким чином, що полярність ЕРС зворотного зв’язку сприяє подальшому зростанню значення струму в одному контурі й зменшенню в другому (у даному прикладі – збільшенню та зменшенню ).

Процес, внаслідок впливу позитивного зворотного зв’язку є лавиноподібним. В результаті транзистор VT1 переходить у режим насичення, а VT2 – у режим відсікання.

Настає квазіусталений процес роботи.

Етап 1 (інтервал часу t₁…t₂, рис. 6.7, а, область 2 петлі гістерезису, рис. 6.7, б).

Оскільки транзистор VT1 замкнуто, напругу джерела живлення U_ж прикладено до кола з індуктивністю колекторної напівобмотки трансформатора . Значення струму в обмотці та магнітний потік Ф у магнітопроводі зростають лінійно. Напруга джерела живлення U_ж компенсує ЕРС  на затискачах напівобмотки . Знехтуємо падінням напруги у провідниках і на замкнутому транзисторі VT1. Тоді, з урахуванням (6-4), отримаємо

 

                                            (6-13)

Інтегруючи (6-13) на інтервалі t₁…t₂, який є половиною періоду Т робочого циклу інвертора та визначимо частоту роботи інвертора f:

Рис. 6.7 До принципу роботи транзисторного двотактного перетворювача:

а − часові діаграми; б − процес перемагнічування магнітопроводу трансформатора;

в − переміщення робочої точки на колекторній характеристиці.

                                  (6-14)

 

де В_нас – індукція насичення. Після інтегрування маємо:

 

                          (6-15, 6-15а)

Тут враховано падіння напруги на замкнутому транзисторі в стані насичення .

Нагадаємо, що добуток площі вікна на площу перерізу магнітопроводу визначається як

 

,                                               (6-16)

де  − габаритна потужність трансформатора, ВА;  − коефіцієнт форми вихідної напруги трансформатора;  − коефіцієнти заповнення, відповідно - магнітопроводу магнітним матеріалом та вікна магнітопроводу міддю; − густина струму у витках обмотки трансформатора, А/м².

Етап 2  (інтервал часу t₂…t₃, рис. 6.7, а, область 3 петлі гістерезису, рис. 6.7, б).

Від моменту часу t₂ індукція в магнітопроводі трансформатора досягає значення насичення В_{нас max}, тому різко зменшується крутизна зміни потоку Ф та рівень ЕРС е, але зростає напруженість магнітного поля Н (перехід від області 2 до області 3 петлі гістерезису). У відповідності до закону повного струму,, збільшення напруженості Н призводить до зростання струму в колі колектора VT1 та .

Проте, якщо струм бази VT1 незмінний (значення цього струму розраховують ,  R_Б – вхідний опір замкнутого транзистора та провідників), зростання струму  можливе тільки за умови переміщення робочої точки транзистора VT1 на колекторній характеристиці з положення 1 у положення 2 (транзистор VT1 із режиму насичення переходить у область активного режиму, (рис. 6.7, в). Тому зростає напруга  на транзисторі VT1, і в результаті – зменшується значення напруги на напівобмотці  та . Це, у свою чергу, призводить до зменшення ЕРС зворотного зв’язку на затискачах напівобмоток і . Зменшення рівня ЕРС на обмотках трансформатора пояснюється також тим, що в стані насичення магнітопроводу відсутнє змінення індукції (, тобто ).

Зі зменшенням ЕРС зворотного зв’язку зменшується значення напруги зміщення на базах транзисторів VT1 i VT2, що призводить до лавиноподібного розмикання транзистора VT1 і замикання транзистора VT2, тобто відбувається взаємне перемикання транзисторів.

В результаті транзистор VT1 переходить у режим відсікання, транзистор VT2 – у режим насичення.

Етап 3 Робоча точка переміщується вздовж петлі гістерезису в область 4. Струм у контурі транзистора VT2 показано на рис. 6.7, а штриховою лінією.

Часові діаграми ,, і  на рис. 6.7, а характеризують процеси в навантаженому інверторі. Значення колекторного струму транзистора в цьому режимі визначають із співвідношення

                                      (6-17)

 

Співвідношення (6-17) враховує сили намагнічування, створювані струмом навантаження  у вторинній обмотці трансформатора , струмом бази  в обмотці зворотного зв’язку та струмом намагнічування  у колекторній обмотці , які компенсує сила намагнічування, створювана в колекторній обмотці струмом транзистора .

Етап 4 Аналогічно етапу 2, але в області петлі гістерезісу 1.

Осциляції напруги(рис. 6.7, а) зумовлені паразитними параметрами трансформатора.

Двотактні транзисторні інвертори із самозбудженням застосовують як силові каскади ДВЕЖ за перетворюваних потужностей до кількох  вольтампер; за більших потужностей такі інвертори виконують функції задавальних генераторів (у ДВЕЖ із силовими каскадами на базі підсилювачів потужності).

Однією з переваг автогенератора є властивість самозахисту від короткого замикання, за якого коливання припиняються внаслідок розмикання обох транзисторів.

 

6.3.2.        Генератор Єнсена

 

За роботи інвертора в режимі автогенератора процес перемикання транзисторів з одного стану в інший здійснюють за насичення силового трансформатора. Це супроводжується сплеском  струму колектора транзистора, що призводить до збільшення втрат потужності та значного перевантаження транзисторів. Це є недоліком особливо за перетворюваних потужностей в декілька десятків вольт-ампер і вище.

Як випливає з принципу роботи такого автогенератора, малопотужний сигнал перемикання сформовано в силовому колі внаслідок насичення силового трансформатора. Цей недолік усувають, якщо сигнал перемикання транзистора сформовано безпосередньо в колі зворотного зв’язку, для чого в ньому встановлюють додатковий малопотужний трансформатор. Площа перетину магнітопроводу цього трансформатора вибрано такою, щоб насичення в ньому наставало раніше, ніж в силовому трансформаторі. Тому в силовому трансформаторі насичення не настає, а перемикання здійснюється внаслідок насичення малопотужного трансформатора в колі керування. Схему такого перетворювача наведено на рис. 6.8, а. Клас автогенераторів з магнітним елементом (додатковим трансформатором), що насичується замість силового трансформатора та зменшує струм бази транзистора називають автогенераторами Єнсена (Janssen).

Замість малопотужного трансформатора насичення можна застосувати простіший пристрій – дросель насичення (рис. 6.8, б)

 

Рис. 6.8 Схеми двотактних інверторів-автогенераторів з силовим трансформатором:

а − з малопотужним трансформатором в колі керування; б − з дроселем насичення

 

Застосування дроселів насичення забезпечує перемикання транзисторів за зменшення струму бази, але не під час різкого збільшення колекторного струму, як це відбувається в силовому трансформаторі, що насичується. В зв’язку з цим в таких інверторах зменшено комутаційні перевантаження силових транзисторів.

Частота роботи інверторів з силовим трансформатором, що не насичується, визначають параметрами трансформатора в колі керування, або дроселя насичення, і може бути розрахована за формулою (6-16), в яку заносять параметри дроселя або трансформатора відповідно (замість  − значення напруги, прикладеної до обмоток дроселя або трансформатора).

Дроселі можна застосовувати також в інших модифікаціях інверторів-автогенераторів: мостових і напівмостових.

 Інвертори з ненасиченим силовим трансформатором застосовують за вихідної потужності до декількох десятків сотень вольт-ампер.

 

6.4.   Силові каскади перетворювачів

6.4.1.        Однотактні транзисторні перетворювачі

 

Інвертори потужністю понад кілька вольт-ампер виконують не за схемою автогенератора, а за схемою підсилювача потужності. В такому інверторі не настає насичення силового трансформатора, він менш чутливий до змін навантаження і може виконувати функції стабілізатора. Незалежно від того, за якою схемою виконано силовий каскад, його режим роботи визначають відповідні основні співвідношення (див. табл. 6.2). Порівняння виконують за такими параметрами:

·          відношення напруги на транзисторі відносно вхідної:

;                                             (6-18)

·          ефективність інвертора за потужністю:

,                                      (6-19)

де − перетворювана потужність:

.                                           (6-20)

·           кратність частоти пульсацій:

.                                               (6-21)

 

Однотактні перетворювачі працюють на одному силовому транзисторі, що спрощує силове коло та систему керування. З’ясуємо принцип роботи і основні властивості найбільш широко застосовних модифікацій однотактних перетворювачів.

На рис. 6.9, а наведено схему однотактного зворотного перетворювача (fly-back). Свою назву зворотний перетворювач одержав у зв'язку з тим, що під час замкнутого стану транзистора інвертора VT1 діод випрямляча VD1 є в розімкнутому стані та навпаки.

 

Рис. 6.9. Однотактний перетворювач зі зворотнім включенням випрямного діода:

а − схема електрична принципова; б − часові діаграми.

 

Вважаємо, що за підключення перетворювача до джерела живлення  й подання напруги керування транзистор VT1 замкнуто. У трансформаторі створено магнітний потік Ф, який зростає, що призводить до появи ЕРС на затискачах первинної та вторинної обмоток трансформатора силового кола. Розвиток процесу – лавиноподібний. Транзистор VT1 входить в режим насичення. Напругу джерела  прикладено до первинної обмотки трансформатора, закон змінення колекторного струму визначає індуктивність обмотки L, і за умови малого активного опору первинної обмотки, струм  лінійно зростає (рис. 6.11, б). Вторинна обмотка трансформатора під’єднана таким чином, що діод VD1 є в розімкнутому стані, тому навантажувальне коло на описаний процес не впливає.

Струм  продовжує зростати до рівня . Після припинення змінення струму  магнітний потік в трансформаторі стає меншим, тому похідна  змінює знак, що призводить до змінення полярності напруги на всіх обмотках (на рис. 6.9, б). Транзистор VT1 переходить в стан відсікання, тобто в розімкнутий стан, а діод VD1 − в стан замкнуто.

Накопичена у трансформаторі енергія переходить в навантажувальне коло та конденсатор С1, який забезпечує енергією коло навантаження на інтервалі розімкнутого стану VD1.

Під час заряджання конденсатора С1 струм діода  спадає до нуля. У цей момент змінення магнітного потоку відсутнє, ЕРС обмоток дорівнює нулю. Напруга, що забезпечує розімкнутий стан транзистора VT1, також дорівнює нулю.

Під час розімкнутого стану транзистора VT1 напругу на ньому визначає сума напруги джерела живлення  та напруги на первинній обмотці трансформатора, яка дорівнює за значенням напрузі . Таким чином , тобто

Отже, в такому перетворювачі трансформатор виконує також функцію накопичення енергії.

Індуктивність первинної обмотки трансформатора-накопичувача зворотного перетворювача визначають

  .                                                       (6-22)

Значення  пов’язане також з конструктивними параметрами трансформатора:

,                                                      (6-22а)

де  - ефективна магнітна проникність з урахуванням немагнітного зазору  , який є необхідним в однотактних перетворювачах внаслідок підмагнічування постійною складовою струму первинної обмотки.

 .                                                       (6-22б)

Значення ємності  конденсатора С1 за умови забезпечення майже відсутності пульсації на виході

.                                                             (6-23)

 Значення ємності конденсатора С1 з урахуванням коефіцієнта пульсації наведено в табл.6.2.

Визначимо  для зворотного перетворювача. З урахуванням часових діаграм (рис 6.11, б):

                 (6-24)

 

За значення коефіцієнту заповнення імпульсів :

 

                           (6-24а)

 

Основні параметри та схемотехнічні дані наведено в табл. 6.1, п. 6.2.

Однотактний прямий перетворювач (forward) є наступною модифікацією однотактних перетворювачів. Його схему та часові діаграми роботи наведено на рис. 6.12. Первинна та вторинна обмотки трансформатора під’єднано таким чином, що за умови замкнутого транзистора VT1 діод VD1 також замкнуто (рис. 6.10, а).

Якщо в зворотному перетворювачі функцію накопичувача енергії для передавання її в коло навантаження на інтервалах розімкнутого стану транзистора VT1 (джерело енергії відключене) виконував трансформатор, то в прямому перетворювачі цю функцію виконує дросель L1.

Трансформатор в прямому перетворювачі виконує тільки свої основні функції – перетворення напруги (струму) за рівнем і забезпечення гальванічної розв’язки, тому в порівнянні з трансформатором зворотного перетворювача за однакових перетворюваних потужностей він має дещо менші масу і габаритні розміри.

 

Рис. 6.10 Однотактний перетворювач з прямим включенням випрямного діода:

а − схема електрична принципова; б − часові діаграми перетворювача

 

Визначимопрямого перетворювача за умови прямокутної форми колекторного струму:

 

                          (6-25)

 

За умови значення коефіцієнту заповнення  отримаємо , тобто в два рази вище, ніж у зворотного перетворювача, що є вагомою перевагою прямого перетворювача. Коефіцієнти та  наведено в табл. 6.1. Проте, прямий перетворювач має істотний недолік, внаслідок якого прямі перетворювачі вважали безперспективними для практичного застосування. А саме, у момент розмикання транзистора VT1 внаслідок зміни полярності напруги вторинної обмотки  (рис 6.10, б) розімкнуто також і діод VD1. Таким чином, в первинній і вторинній обмотках здійснюється розрив електричних кіл, шлях перерозподілу енергії, накопиченої в трансформаторі струмом намагнічування відсутній. Розсіяння цієї енергії може здійснюватися через поле – виникають значні перенапруги на обмотках трансформатора, що є небезпечним для елементів первинного і вторинного кіл.

Цей істотний недолік усунено введенням в трансформатор розмагнічувальної обмотки.

Схему прямого перетворювача з розмагнічувальною обмоткою (ПРО) і часові діаграми  роботи наведено на рис. 6.11.

Розмагнічувальну обмотку з метою зменшення індуктивності розсіяння виконують біфілярно з первинною і через діод VD1 з’єднують з джерелом живлення. Діод VD1 включено в потенціальний вивід обмотки, щоб уникнути появи сплеску колекторного струму під час замикання транзистора внаслідок міжвиткової ємності трансформатора. Співвідношення для такого перетворювача є такими як і для попереднього, проте, збільшено кількість діодів (табл. 6.1).

Якщо застосовано транзистори з максимально допустимою напругою менш  ПРО формують за двотранзисторною схемою (double) (рис. 6.12, а).

Переваги однотактних перетворювачів (простота) і двотактних (більше значення перетворюваної потужності, збільшення в два рази частоти пульсацій і зменшення в два рази шпаруватості імпульсів після випрямляння) поєднано в подвоєному прямому перетворювачі (рис. 6.12, б), складеному з двох ПРО, керованих сигналами зі зсувом на напівперіод.

 

Рис. 6.11 Прямий перетворювач з обмоткою розмагнічування (ПРО):

а − схема електрична принципова; б − часові діаграми
           

Під час роботи кожного з ПРО за умови , значення складає 1.

Коефіцієнти та інші дані стосовно однотактних перетворювачів та їх модифікацій наведено в табл. 6.1.

 

Рис. 6.12 Схема електрична принципова: а − двотранзисторного ПРО; б − подвоєного ПРО

 

6.4.2.        Двотактні транзисторні перетворювачі

 

Для збільшення потужності перетворення доцільно перейти від однотактних перетворювачів до двотактних.

Схему силового каскаду паралельного перетворювача та часові діаграми струмів і напруг в колах паралельного інвертора- інвертора з відводом від середньої точки первинної обмотки трансформатора (push-pull) за умови активного навантажувального кола наведено на рис. 6.13.

На інтервалах  та  замкнено відповідно транзистори VT1 і VT2. Вважаємо, що транзистори працюють в режимі з максимально допустимою силою струму колектора. Під час почергового замикання транзисторів VT1 і VT2 до відповідних напівобмоток трансформатора з різною полярністю відносно відводу від середньої точки прикладено напругу  До розімкнутого транзистора прикладено напруги двох узгоджено сполучених джерел: живлення  та напівобмотки трансформатора, напруга якої дорівнює . Максимально допустима напруга транзистора повинна перевищувати 2 ().

Визначимо середнє значення перетворюваної потужності із співвідношення:

               (6-26)

Отже, коефіцієнт ефективності інвертора за потужністю за :

                                      (6-26а)

Частота пульсацій на виході інвертора складає . Отже .

Рисунок 6.17а пояснює застосування термінів перетворювач (якщо до вторинної обмотки під’єднати інший перетворювач, наприклад випрямляч або інвертор,– навантажувальне коло, яке споживає потужність).

За умови індуктивно-індуктивного характеру навантажувального кола (часові діаграми наведено штриховими лініями) після перемикання транзисторів внаслідок накопиченої енергії в навантажувальному колі напрям струму миттєво не змінюється і тому в транзисторах можливий інверсний режим, тобто зворотне протікання струму. Для запобігання цього паралельно транзисторам ввімкнено діоди VD1 та VD2. Часові діаграми наведено на осцилограмах .

Коефіцієнти та інші дані стосовно однотактних перетворювачів та їх модифікацій наведено в табл. 6.1.

 

Рис. 6.13 Паралельний інвертор - інвертор з відведенням від середньої точки первинної обмотки трансформатора: а − схема електрична принципова; б − часові діаграми; в − до пояснення утворення
максимальної напруги на транзисторі

 

Широке застосування отримали також мостові (full-bridge) та напівмостові (half-bridge) інвертори.

Мостовий інвертор має схему аналогічну мостовому випрямлячу, проте замість діодів ввімкнено транзистори (рис 6.14, а).

На інтервалах  та  замкнено попарно транзистори VT1, VT4 та VT2, VT3 відповідно. При замкнутих відповідних парах транзисторів до первинної обмотки прикладають різнополярну напругу з амплітудою  (рис 6.14, б).

Напруга на транзисторах в розімкнутому стані (рис. 6.14, б), дорівнює  (q_U=1), тобто в два рази менше, ніж в напівмостовому інверторі. Це дуже важливо, оскільки можна застосовувати менш високовольтні транзистори. Значення коефіцієнта перетворюваної потужності визначають аналогічно (6-26) і дорівнює .

Рис. 6.14 Мостовий інвертор: а – схема електрична принципова; б – часові діаграми

 

Недоліком мостового інвертора є необхідність застосування чотирьох транзисторів. За цих умов схема керування стає складнішою, зростають втрати.

У напівмостовому інверторі (рис. 6.15, а) застосовують джерело електроживлення з відводом від середньої точки. Це легко реалізують, якщо в якості джерела живлення застосувати акумуляторну батарею з парним числом послідовно сполучених секцій. За умови живлення від випрямляча середню точку створюють ємнісним дільником.

Ємність конденсаторів подільника розраховують за формулою

 

,                           (6-27)

де

 - навантажувальний опір, перерахований до первинної обмотки ;

 - частота роботи перетворювача;

,  - зміна напруги на конденсаторі.

Коефіцієнт  інвертора дорівнює 0,5. Підмагнічування магнітопроводу відсутнє.

Двотактні інвертори поряд з позитивними властивостями мають ряд недоліків. За роботи з незалежним збудженням за етапу розсмоктування носіїв в транзисторах в процесі комутації можна спостерігати режими, коли замкнуті і розімкнуті транзистори, перебувають в активній області. За таких умов виникає коротко-замкнуте коло, в якому протікає так званий наскрізний струм великої амплітуди. Такий режим є небезпечним для елементів силового кола, приводить до додаткових втрат потужності і збільшення рівня електромагнітних завад.

Рис. 6.15 Напівмостовий інвертор: а − схема електрична принципова; б − часові діаграми

        

Основні властивості силових транзисторних каскадів перетворювачів з гальванічною розв’язкою наведені в табл. 6.1.

Нагадаємо, що

;    ;     ,

де  − значення перетворюваної потужності.

Таблиця 6.1

Основні властивості силових транзисторних каскадів

№	Тип перетворювача				Кількість транзисторів	Кількість діодів	Коментар
1	Однотактний зворотній (fly-back)	0.25	2	1	1	1	Трансформатор виконує також функцію накопичення енергії.
2	Двотранзисторний однотактний зворотній	0.25	2	1	2	3	Знижено максимальну напругу на транзисторах
3	Однотактний прямий (forward)	0.5	2	1	1	2	Збільшено , проте потрібен дросель, але без РО перетворювач не дієздатен.
4	Однотактний прямий  з обмоткою розмагнічування (ПРО)	0.5	2	1	1	3	Необхідна розмагнічувальна обмотка.
5	Здвоєний та двотранзисторний ПРО  (double)	1	2	2	2	5	Забезпечує тільки потужність
6	З середньою точкою (push-pull)	1	1	2	2	Визначають схемою випрямлення	Необхідний відвід від середньої точки первинної обмотки трансформатора
7	Напівмостовий (half-bridge)	1	1	2	4		Використовують для великих потужностей. Можуть виконувати функції стабілізатора.
8	Мостовий (full-bridge)	1	1	2	4

         Для виконання обчислення параметрів найбільш поширених в ДВЕЖ радіоелектронної та телекомунікаційної апаратури перетворювачів в таблиці 6.2 та 6.3 наведено формули відповідно для однотактних та двотактних каскадів.

Таблиця 6.2

Характеристики однотактних перетворювачів

Таблиця 6.3

Характеристики двотактних перетворювачів

Елемент і характеристика	Параметр	Тип силового каскаду перетворювача
		Паралельний(з відводом від середньої точки)	Мостовий	Напівмостовий
Характеристика перетворення
Мінімальний коефіцієнт заповнення γmin
Трансформатор
		−	−
	мм2	Для всіх обмоток:   .          Рекомендовано обирати .
	см4	,  де ,
Дросель
Транзистор
Діод   випрямляча
Конденсатор

 

 

 

6.5.   Особливості застосування перетворювачів

 

На початку проектування імпульсного джерела живлення слід визначити топологію перетворювача, тобто тип і засади конструкцій з урахуванням ключового режиму роботи. Раціональний вибір обумовлено електромагнітним середовищем функціонування з найкращими характеристиками.

Необхідним є компроміс між вартістю і робочими характеристиками. Кожний тип має свої переваги. У одній топології визначним  може бути низька вартість елементів, але при цьому вона забезпечує обмежену потужність, інша ж може давати потужність з лишком, але бути дорожчою і так далі. Для будь-якого застосування будуть працездатними більш ніж одна топологія, але лише один з варіантів може забезпечити найкращі робочі характеристики за прийнятною вартістю. Співставлення переваг різних топологій наведено в таблиці 6.4.

 

Таблиця 6.4.

Порівняння типів топологій імпульсних джерел живлення з ШІМ

 

Основними чинниками, що визначають раціональний вибір типу топології є такі фактори:

необхідність ізоляції гальванічної розв'язки трансформатора від входу до виходу;

пікове значення сили струму, що протікає в ключі;

максимальна робоча напруга на ключах.

Топології без ізолюючих трансформаторів використовують для перетворювачів розташованих на платі (open frame). Їх застосовують в розподілених системах живлення, в яких напруга з основних шин розподілена в системі, і кожна плата усередині системи має власні джерела живлення. Напруга живлення завжди знаходиться на безпечному рівні, який вважається за безпечний для оператора устаткування, отже діелектрична ізоляція необов'язкова. Проте в більшості додатків настійно рекомендують використовувати розділові трансформатори. При цьому додаткова вартість виявляється мінімальною в порівнянні з додатковим рівнем захисту для навантаження. Трансформаторне відокремлення споживача від мережі обов'язкове для всіх імпульсних джерел живлення з напругою 40 В постійного струму або вище.

Значення напруги на первинній обмотці трансформатора визначає значення пікового струму, що протікає через ключі. В ключових джерелах живлення із зниженням первинної напруги зростає значення сили пікового струму, необхідного для  забезпечення потрібної потужності. Для потужних транзисторів та МОН-транзисторів в корпусі ТО-220 і менших рекомендована межа сили максимального пікового струму 20 А. При більшій силі струму збійні режими ключів стають некерованими і пристрої живлення важко захистити.

Із зростанням максимальної напруги, що подається на ключі, зростає ймовірність того, що вони вийдуть за межі своїх областей безпечної роботи (safe operation area, SOA). В імпульсних джерелах живлення дуже поширені сплески напруги і можливість перевищення цими сплесками номіналу напруги лавинного пробою  ключа зростає. Орієнтовно сфери застосування різних типів перетворювачів наведено на рис. 6.16.

 

Рис. 6.16 Застосування різноманітних топологій

 

Для потужностей нижче 100 Вт до 150 Вт переважно застосовується зворотна топологія, завдяки малій кількості (а отже, і вартості) еле­ментів и більш високому ККД. Проте, оскільки  пікові струми значно більші, ніж у прямих перетворювачів, вона досягає меж об­ласті стійкої роботи ключів за відносно низької вихідної потужності.

За вихідної потужності від 150 Вт до 500 Вт переважно застосовується напівмостова (half-bridge) топологія, в якій вартість елементів вище, проте все ще в розумних межах. У напівмостовому перетворювачі на первинну обмотку подано тільки половина вхідної напруги, тому пікові струми терпимі. З цієї причини така технологія дозволяє отримати тіль­ки до 500 Вт потужності.

За потужностей понад 500 Вт до декількох кіловат використовується мос­това (full-bridge) топологія. Вона вимагає чотири ключі, два з яких мають "плаваючі" схеми керування, и її реалізація є найдорожчою, проте при таких рівнях вихідній потужності додаткові витрати є необхідними. У тому ж діапазоні потужностей також можна використовувати паралельну (push-pull) топологію, проте  вона страждає від потенційного серйозного стану відмови, який називають розбалансування магнітопроводу (core imbalance). Таке розбалансування виникає, коли магнітний потік всередині трансформатора має характеристики, несиметричні відносно "нульової" точки рівноваги. Це призводить до насичення трансформатора за струмом одного з ключів та його вигора­нню в продовж декількох наносекунд, коли в навантаженні проявляються ступінчаті зміни. Щоб уникнути цієї проблеми, необхідно використовувати методики міжімпульсного струмового захисту з керуванням напругою або струмом.

Далі покажемо реалізацію реального перетворювача на основі поширеної в наш час великої інтегральної мікросхеми (ВІМС) типу TOPSwitch компанії Power Integration.

Дані, наведені в табл. 6.1-6.4 та на рис.6.16 є базою для раціонального вибору і обчислення параметрів перетворювачів точно визначити, який тип топології краще за інші підійде для конкретного застосування.

 

 

 

 

6.6. Перетворювачі з ШІМ-регулюванням на базі ВІМС TOP Switch

TOPSwitch (Power Integration) − інтегральна мікросхема імпульсного джерела електроживлення, яка перетворює постійний струм на вході керування в змінний завдяки комутації потужного вбудованого КМОН транзистора. Напруга у вихідному колі регулює вбудованою система ШІМ та ЧІМ-керування, і в нормальному режимі роботи лінійне зростання вихідного струму призводить до лінійного зростання частоти перетворення, або до зміни коефіцієнту заповнення сигналу керування МОП-транзистора, й відповідно - силового кола.

Додатковими властивостями на перетворювача основі TOPSwitch є високовольтний пуск, обмеження струму, замкнута система компенсації, авто-перезапуск, тепловий захист. TOPSwitch також має багато додаткових функцій, які дозволяють зменшити вартість ДВЕЖ, збільшити ефективність використання напруги живлення (покращити Power Corrector Factor) і дозволяють розробляти гнучкі та надійні системи електроживлення. Високовольтна МОН-технологія, за якою виготовляють TOPSwitch, дозволяє раціонально об'єднати високовольтні потужні МОН-транзистори та всі низьковольтні схеми керування на одній монолітній мікросхемі.

Проаналізуємо функціональне призначення кожного з виводів TOPSwitch на прикладі серії інтегральних мікросхем з однаковою топологією TOP242-250 в корпусах типу Y, R або F (рис 6.17)

Призначення виводів

Вивід "Сток", С. (Drain):

Високовольтний силовий потужного МОН-транзистора, в якому тече струм комутації. З цим виводом безпосередньо в ІМС з'єднане  коло контролю струму стоку, що не допускає перевищення максимальних значень, та коло автозапуску комутації.

Вивід "Керування", К. (Control) :

Вхідний вивід підсилювача сигналу помилки і струму зворотного зв'язку для контролю робочого циклу. Його під’єднання до внутрішнього паралельного стабілізатора забезпечує внутрішній струм зміщення під час нормальної роботи. Цей вивід також з'єднують з нульовим провідником через конденсатор авто-перезапуску/компенсації.

Вивід "Контроль вхідної напруги" (Line-Sense):

Вхідний вивід для виявлення перенапруги або недостатньої напруги, і відповідної зміни тривалості робочого циклу (РЦ_maх), для забезпечення ШІМ регулювання. Також вивід дозволяє забезпечити зовнішнє (дистанційне) ввімкнення/вимкнення ІМС (ON/OFF) та синхронізацію. Під'єднання до виводу "Виток" блокує всі функції цього виводу.

Вивід "Зовнішнє обмеження струму",(ЗОС).

Вхідний вивід для зовнішнього регулювання обмеження струму, дистанційного ввімкнення/вимкнення (ON/OFF) та синхронізації. Під'єднання до виводу "Виток" блокує всі функції цього виводу.

Вивід "Частота", Ч. (Frequency):

Вхідний вивід для вибору частоти перемикання: 132 кГц, якщо цей вивід підключено до виводу "Виток"  і 66 кГц, якщо цей вивід підключено до виводу "Керування".

Вивід "Виток" В.(Source):

Силовий вихід (виток) потужного МОН-транзистора. Крім того є спільною і контрольною точкою в первинному колі керування роботою ВІМС.

Внутрішню структуру ВІМС  TOP 242-250/25 наведено на рис 6.18.

 

Рис. 6.17 схема електрична принципова зворотного перетворювача  із застосуванням TOPSwitch

 

Пояснимо функціонування зворотного перетворювача на базі  TOPSwitch (рис. 6.17).

Однофазна напруга електричної мережі через протизавадний фільтр Ф1 надходить до мостового випрямляча VD1…VD4 и конденсатору С1, який виконує функцію згладжувального фільтра й далі на первинну обмотку трансформатора TV1 та силовий транзистор ВМС  - VT1. Напруга вторинної обмотки трансформатора  через випрямний діод VD7 та згладжувальний конденсатор С3 надходить до навантажувального кола.

Стабілітрон VD5 обмежує значення напруги первинної обмотки (орієнтовано =135В), що обмежує напругу на транзисторі VT1 (орієнтовано до  замість  за відсутності VD5). Діод VD6 блокує ланку VT1- VD6 від  вхідної напруги живлення .

Коло керування із стабілізацією забезпечує мікросхема TOPSwitch, на яку надходить напруга зворотного зв’язку від оптоелектронної пари  VT1- VD10, що отримує напругу живлення  від вторинної обмотки трансформатора, діод VD8 та конденсатор С2.

Функціонування кола ілюструє рис. 6.18.

Рис. 6.18 Внутрішня структура мікросхеми TOP 242-250/25

6.7.   Висновки

 

Для перетворення сталої напруги в змінну (будь-якої форми) застосовують інвертори.

Залежно від принципу дії, складу елементної бази, тощо, сформовано класифікацію інверторів та перетворювачів

Принцип дії інверторів засновано на положеннях та законах електромагнетизму: закони повного струму, електромагнітної індукції, закону збереження енергії електромагнітного поля, тощо.

Найпоширенішим інвертором, що діє за принципом автогенератора є двотактний генератор Ройєра.

Основним недоліком генератора Ройєра є ситуація, що комутацію транзисторів забезпечує стан насичення магнітопровода силового трансформатора, що спричиняє сплеск струму в силовому колі і ,як наслідок, призводить до додаткових втрат потужності.

Цей недолік відсутній в у автогенераторах за схемою Єнсена, внаслідок застосування додаткового трансформатора, який насичується, але не в потужному силовому колі, а в колі управління, де потужність значно менша. Також такий недолік усунуто в перетворювачі за схемою з дроселем насичення.

Більш універсальним в сенсі діапазону потужностей та функцій, в тому числі − стабілізації вихідної напруги, є інвертори, які працюють в режимі підсилювача потужності.

В джерелах електроживлення застосовують такі типи транзисторних перетворювачів:

·          однотактні (за потужності перетворення в десятки-сотні вольтампер): зворотній (fly-back) та прямий (forward);

·          двотактні: параллельний (push-pull) напівмостовий (half-bridge), мостовий (full- bridge)

Особливістю однотактного зворотного перетворювача є фактор, що трансформатор виконує окрім звичайних функцій (змінення значень напруг, гальванічного розв’язки кіл), функцію накопичення енергії. Тому, за топологією такий перетворювач є найкращий, але має низьку ефективність за потужністю: .

Більшу ефективність за потужністю має прямий перетворювач, , але він повинен мати додатково мати обмотку розмагнічування та вихідний дросель − накопичувач енергії.

Двотактні силові каскади підсилювачів дозволяють збільшити вихідну потужність та подвоїти частоту пульсації. За відповідної топології кола керування (форма імпульсів напруги повинна мати паузу на нулі) ці перетворювачі можуть виконувати функції стабілізації.

Застосовують три види керування модуляції в роботі перетворювачів: широтно-імпульсна; частотно-імпульсна; релейний режим.

двотактний паралельний перетворювач потребує застосування трансформатора з первинною обмоткою із середньою точкою. Коефіцієнти, які характеризують перетворювач: ,  , .

Двотактний напівмостовий перетворювач потребує з джерела із середньою точкою (наприклад два акумулятора або ємнісний подільник). Коефіцієнти, які характеризують перетворювач: ,  ,

У мостовому перетворювачі застосовують 4 транзистора, його характеризує ускладнена схема керування, але саме він забезпечує найбільшу потужність. Коефіцієнти, які характеризують перетворювач: ,  ,

 Орієнтовну сферу застосування різних типів перетворювачів залежно від значень вихідної потужності та напруги наведено на рис 6.16

Для реалізації кіл керування застосовують схеми модуляції шпаруватості на спеціалізованих інтегральних схемах, мікропроцесори.

 

6.8.   Контрольні питання та завдання

1.        Що називають  напівпровідниковим перетворювачем постійної напруги?

2.        Які основні критерії класифікації напівпровідникових перетворювачів?

3.        Які особливості першого інтервалу процесу перемикання двотактного інвертора?

4.        Які особливості другого інтервалу процесу перемикання двотактного інвертора?

5.        Які особливості роботи навантаженого інвертора?

6.        Чим зумовлені викиди колекторного струму в двотактному перетворювачі з самозбудженням (генератор Ройєра )?

7.        Порівняти реалізацію схем керування силовими транзисторами в генераторі Єнсена та в генераторі Ройєра.

8.        Наведіть топологічні та енергетичні особливості мостового інвертора.

9.        Які головні відмінності між однотактними та двотактними перетворювачами?

10.   Які головні відмінності між мостовими та напівмостовими перетворювачами?

11.   Визначте ефективність зворотного перетворювача за потужністю.

12.   Які головні відмінності між мостовими та паралельними перетворювачами?

13.   Чим спричинена відсутність струму підмагнічування в напівмостовому інверторі?

14.   Визначте середнє значення перетворюваної потужності в двотактному перетворювачі.

15.   В чому полягає необхідність застосування обмотки розмагнічування в ПРО перетворювачах?

16.   В чому причина значних небажаних (побічних) випромінювань напівпровідникових перетворювачів?

17.   Які основні чинники вибору топології перетворювачів?

18.   Охарактеризуйте сфери застосування перетворювачів різних типів.

19.   Охарактеризуйте особливості застосування ВІМС типу TOPSwitch у зворотньому перетворювачі.

20.   Поясніть призначення ланки із діодом та стабілітроном паралельно первинної обмотки трансформатора зворотнього перетворювача.

6.9.   Задачі для самопідготовки

 

 

Задача № 6.1

Дано.

Двотактний перетворювач Ройєра з такими параметрами:

·          напруга живлення :;

·          напруга насичення переходу колектор-емітер транзисторів перетворювача: ;

·          індукція насичення трансформатора: ;

·          період сигналу керування: ;

·          тривалість сигналу керування: ;

·          кількість витків колекторної обмотки:.

Визначити.

Параметри магнітопроводу трансформатора, а саме, площу поперечного перерізу магнітопроводу, , .

Стратегія.

Застосувати співвідношення (6.3-3):

.

Розв'язок.

Відповідь: площа поперечного перерізу магнітопроводу

 

 

Задача № 6.2

Дано.

 Двотактний перетворювач Ройєра з такими параметрами:

·          напруга живлення :;

·          напруга насичення переходу колектор-емітер транзисторів перетворювача: ;

·          індукція насичення трансформатора: ;

·          кількість витків колекторної обмотки:,

·          площа перерізу магнітопроводу  .

Визначити.

Робочу частоту перетворювача,   f, Гц.

 

Стратегія.

Використати співвідношення (6.3-4):

Розв'язок.

 

Відповідь: робоча частота перетворювача 

 

Задача № 6.83

Дано.

 Прямий однотактний перетворювач з параметрами:

·          напруга живлення :;

·          напруга насичення переходу колектор-емітер транзистора перетворювача: ;

·          максимальний струм колектора транзистора перетворювача: ;

·          коефіцієнт заповнення сигналу керування: ;

Визначити.

Потужність, що перетворюється , Вт;

значення  коефіцієнта ефективності перетворювача за потужністю, .

Стратегія.

Застосувати співвідношення:

;          

 

Розв'язок.

Обчислюємо потужність перетворення:

.

 

Коефіцієнт ефективності за потужністю:

 

Відповідь: ,

 

Задача № 6.4

Дано.

 Зворотній однотактний перетворювач з параметрами:

·          напруга живлення :;

·          напруга насичення переходу колектор-емітер транзистора перетворювача: ;

·          максимальний струм колектора транзистора перетворювача: ;

·          період сигналу керування: ;

·          тривалість сигналу керування: ;

Визначити.

Потужність, що перетворюється ;

значення  коефіцієнта ефективності перетворювача за потужністю, .

Стратегія.

Застосувати співвідношення:

;     .

 

Розв'язок.

Обчислюємо потужність перетворення:

.

 

Коефіцієнт ефективності за потужністю:

 

Відповідь: ,

 

 

Задача № 6.5

Дано.

 Зворотній однотактний перетворювач з параметрами:

·          напруга живлення :;

·          максимальний струм колектора транзистора перетворювача: ;

·          коефіцієнт заповнення сигналу керування: ;

·          робоча частота перетворювача:

·          потужність що перетворюється:

Визначити.

Індуктивність первинної обмотки трансформатора, Гн.

 

Стратегія.

Застосувати співвідношення:

 

Розв'язок.

Обчислюємо індуктивність обмотки:

.

 

Коефіцієнт ефективності за потужністю:

 

Відповідь: ,

 

 

 

 

Задача № 6.6

Дано.

Двотактний паралельний перетворювач з параметрами:

·          потужність що перетворюється:

·          напруга насичення переходу колектор-емітер першого транзистора перетворювача:  ;

·          напруга насичення переходу колектор-емітер другого транзистора перетворювача: ;

·          максимальний струм колектора транзисторів перетворювача: ;

·          коефіцієнт заповнення сигналу керування: ;

Визначити.

Напругу живлення перетворювача.

 

Стратегія.

Застосувати співвідношення для визначення потужності що перетворюється:

.

 

 

Задача № 6.7

Дано.

Двотактний напівмостовий перетворювач з параметрами:

·          коефіцієнт трансформації силового трансформатора: n = 4;

·          опір навантажувального кола: ;

·          необхідний коефіцієнт пульсацій:;

·          робоча частота перетворювача:

Визначити.

Ємність конденсаторів в плечах схеми перетворювача,.

 

Стратегія.

Застосувати співвідношення:

,       

 

 

Задача №6.8

Дано.

Перетворювач на основі генератора Ройєра з параметрами:

·          максимальний струм колектора транзистора перетворювача: ;

·          напруга живлення :;

·          напруга насичення переходу колектор-емітер другого транзистора перетворювача: ;

·          Індуктивність первинної обмотки трансформатора:

Визначити.

Тривалість замкненого стану транзистора , с.

Стратегія.

Застосувати співвідношення:

 

РОЗДІЛ 7.                     Системи та джерела безперебійного             електроживлення

 

7.1 Основні терміни та визначення. Класифікація збурень в колах електроживлення.

7.2 Класифікація систем безперебійного електроживлення.

7.2.1 Одиночна система безперебійного електроживлення.

7.2.2 Паралельна система безперебійного електроживлення.

7.3 Типи джерел безперебійного електроживлення.

7.3.1 ДБЕЖ, побудовані за схемою off-line.

7.3.2 ДБЕЖ із подвійним перетворенням енергії

7.3.3 ДБЕЖ, взаємодіючі з мережею.

7.3.4. Порівняльна характеристика джерел безперебійного електроживлення та систем безперебійного електроживлення.

7.4 Підвищення надійності централізованих систем безперебійного електроживлення.

7.4.1. Одномодульні системи.

7.4.2. Системи з паралельним резервуванням.

7.4.3. Додаткові можливості систем з паралельним резервуванням.

7.4.4. Системи з послідовним резервуванням.

7.4.5. Резервування шини електроживлення навантажувального кола Power-Tie.

7.4.6. Система із синхронізацією виходу (LBS).

7.5  Висновки.

7.6  Контрольні питання та завдання

 

Знати:

·          призначення, принцип дії, класифікацію систем і джерел безперебійного електроживлення;

·          основні  характеристики систем і джерел безперебійного електроживлення;

·          сутність основних процесів у системі і джерелі безперебійного електроживлення;

·          основні види систем і джерел безперебійного електроживлення, їх особливості, переваги та недоліки;

·          засади функціонування одиночної системи безперебійного електроживлення

·          засади функціонування паралельної системи безперебійного електроживлення

·          обґрунтування застосування централізованих систем безперебійного електроживлення;

·          сутність резервування шини електроживлення навантажувального кола.

 

 

Вміти:

·          обрати потрібну конфігураціюсистеми безперебійного живлення;;

·          обґрунтувати доцільність застосування потрібного типу джерела безперебійного електроживлення;

·          обґрунтувати застосування додаткових протизавадних фільтрів;

·          розрахувати потужність навантаження та ємність додаткових акумуляторів;

·          розрахувати значення терміну безперервної роботи;

·          виконати експериментальні систем безперебійного живлення;

·          налагодити або відремонтувати джерело безперебійного електроживлення.

 

7.1.   Основні терміни та визначення. Класифікація збурень в   колах електроживлення

 

В сучасних умовах електронізації практично всіх сфер діяльності людини, повсякденного використання персональних комп’ютерів, засоби електроживлення є не тільки допоміжними засобами, а визначальними в багатьох технічних та економічних аспектах.

Система безперебійного електроживлення (СБЕЖ) ‑ автоматична система, яку застосовують для живлення навантажувального кола електроенергією, якщо виникають аварії напруги мережі, а також для корегування параметрів кола електроживлення. Розрізняють два основних типи СБЕЖ: на базі (основні) агрегатів безперебійного електроживлення та дизель-генераторні установки.

Агрегат безперебійного живлення; АБЖ (uninterruptible power system)  –  поєднання перетворювачів, перемикачів і засобів накопичування енергії (наприклад, акумуляторних батарей), що входять до складу системи живлення, щоб забезпечити неперервне живлення навантаги у порушення енергопостачання.  

Дизель-генераторна установка (ДГУ) – пристрій , який використовує механічну енергію паливних двигунів для живлення навантажувального кола в „аварійному” режимі.

„Аварійний” (автономний) режим – режим роботи, коли джерелом електроживлення навантажувального кола є акумуляторна батарея.

Випрямляч АБЖ (UPS functional unit) - перетворювач змінного струму в постійний для випрямлення

Коефіцієнт корисної дії АБЖ (UPS efficiency) –  відношення активної потужності на виході  до активної потужності на вході  за певних умов  без значного передавання енергії до засобів накопичення енергії чи від них.

СБЕЖ складають з напівпровідникових інверторів, випрямлячів, комутуючих приладів та акумуляторних батарей. СБЕЖ використовують для живлення напругою змінного струму частотою 50 або 60 Гц одно- і трифазних приймачів у випадку відключення чи погіршення якості електричної енергії джерела електроживлення, а також для поліпшення якості джерела живлення змінного струму шляхом підтримки його в межах заданих характеристик.

 

Збурення електроживлення, які часто мають місце наведені в таблиці 7.1.

 

Таблиця 7.1.

Класифікація збурень електроживлення.

Вид збурення	Причина виникнення	Можливі наслідки
Провали напруги (зниження напруги більш, ніж на 10%)	Перевантажена мережа, нестійка робота системи регулювання напруги мережі, підключення споживачів, потужність яких порівнянна з потужністю ділянки електричної мережі	Перевантаження блоків живлення електронних приладів і зменшення їхнього ресурсу. Відключення устаткування за умови недостатнього значення напруги для його роботи. Вихід з ладу електродвигунів. Втрати даних у комп'ютерах.
Підвищена напруга	Недостатнє навантаження мережі, недостатньо ефективна робота системи регулювання, відключення потужних споживачів	Вихід з ладу устаткування. Аварійне відключення устаткування із втратою даних у комп'ютерах.
Високовольтні імпульси	Включення й відключення потужних споживачів, ввімкнення в експлуатацію частини енергосистеми після аварії.	Вихід з ладу чутливого устаткування.
Електричний шум	Включення і відключення потужних споживачів. Взаємний вплив працюючих неподалік електроприладів.	Збурення в процесі виконання програм і передачі даних. Нестабільне зображення на екранах моніторів та у відео системах.
Повне відключення напруги	Спрацьовування запобіжників за умов перевантаження мережі, аварії на лініях електропередач.	Втрата даних. Можливість виходу з ладу жорстких дисків.
Гармонічні спотворення напруги	Значну частку навантажувального кола мережі становлять нелінійні споживачі, оснащені ключовими блоками живлення. Невірно спроектована електрична мережа, що працює з нелінійними навантажувальними колами.	Завади в процесі роботи чутливого устаткування (радіо й телевізійні системи, вимірювальні комплекси, тощо)
Нестабільна частота	Надмірне перевантаження енергосистеми в цілому. Втрата керування системою.	Перегрів трансформаторів. Нестабільна частота є індикатором хибної роботи енергосистеми. Зниження частоти в мережі призводить до втрати потужності.

 

7.2.   Класифікація систем безперебійного електроживлення

 

Залежно від типових схемних конфігурацій та електричних властивостей (у відповідності із ГОСТ 27699-88) СБЕЖ розподіляють на :

1.        одиночну;

2.        паралельну;

3.        з резервом.

 

 

7.2.1.        Одиночна СБЕЖ

 

1.        Одиночна СБЕЖ без обвідного кола, до складу якого входять випрямляч, загальний для інвертора та акумуляторної батареї, представлена на рис. 7.1, а.

2.        Одиночна СБЕЖ без обвідного кола з незалежною зарядкою акумуляторної батареї представлена на рис. 7.1, б.

3.        Одиночна СБЕЖ без обвідного кола з виходом по постійному струму та змінному струму представлена на рис. 7.1, в.

 

Рис. 7.1 Одиночна СБЕЖ без обвідного кола.

АБ – акумуляторна батарея 1, 2 – входи за змінним струмом; VD1 – блокувальний діод

 

4.        Одиночна СБЕЖ з обвідним колом представлена на рис. 7.2.

 

Рис. 7.2 Одиночна СБЕЖ з обвідним колом

1, 2 – входи за змінним струмом;

 

 

 

 

 

7.2.2.        Паралельна СБЕЖ

 

1.        Паралельна СБЕЖ без обвідного кола представлена на рис. 7.3, а та рис 7.3, б.

 

Рис. 7.3 Паралельна СБЕЖ без обвідного кола

 

2.        Паралельна СБЕЖ з обвідним колом, в якому конфігурація схемних з’єднань така сама, як і на рис. 7.2 з тою різницею, що блок СБЕЖ виготовлено як паралельну СБЕЖ.

 

7.2.3.        СБЕЖ з резервом

 

1.        СБЕЖ з виділеним резервом без обвідного кола представлено на рис. 7.4, а.

2.        СБЕЖ з виділеним резервом з обвідним колом представлено на рис. 7.4, б.

 

Рис. 7.4 СБЕЖ з виділеним резервом а - без обвідного кола, б - з обвідним колом (1, 2, 3 – входи за змінним струмом; П – перемикач)

3.        СБЕЖ з паралельним резервом без обвідного кола представлена на рис. 7.5.

 

Рис. 7.5 СБЕЖ з паралельним резервом без обвідного кола.

1, 2, 3 – входи за змінним струмом; КП – комутуючий пристрій

 

4.        СБЕЖ з паралельним резервом з обвідним колом, де конфігурація схемних з’єднань така сама, як і на рис. 7.5 з тією різницею, що добавлено обвідне коло.

 

При невеликій потужності системи безперебійного електроживлення та якщо від системи потрібний невеликий час автономної роботи, акумуляторна батарея виявляється дешевше за дизельний генератор. Якщо потужність й (або) час автономної роботи великі, то ємність і вартість батареї стає дуже великою і вигідніше застосовувати дизельний генератор. На рис. 7.6 наведений графік, що допомагає оцінити границю, при якій ціна дизельного двигуна з автоматичним запуском стає рівній ціні батареї.

Рис. 7.6 Ілюстрація ефективності використання АБЕЖ та ДГУ

 

7.3.   Типи джерел безперебійного електроживлення

 

ДБЕЖ будь-якої топології складено із трьох базових елементів, що взаємодіють певним чином: випрямляча, тобто перетворювача AC/DC (змінного струму в постійний); інвертора або перетворювача DC/AC (постійного струму в змінний) і накопичувача енергії – акумуляторні батареї.

У цей час одержали поширення 4 основних типи джерел безперебійного електроживлення:

·          ДБЕЖ, побудовані за схемою off-line (Standby)

·          ДБЕЖ із подвійним перетворенням енергії (англ.: On-line UPS).

·          ДБЕЖ, взаємодіючі з мережею (line interactive UPS).

 

 

 

7.3.1.        ДБЕЖ, побудовані за схемою off-line

 

На рис. 7.7 представлена блок-схема ДБЕЖ побудованого за схемою off-line

 

Рис. 7.7 а– загальна схема ДБЕЖ – Off-Line, б - робота від мережі (нормальний режим).

в - робота від батареї

 

ДБЕЖ, побудовані за схемою off-line може працювати у двох основних режимах роботи: режим роботи від мережі й режим роботи від батареї. Розглянемо докладно кожен з режимів.

 

1.        Робота від мережі

 

На режимі роботи від мережі (нормальна робота) напруга від входу ДБЕЖ надходить до протизавадного фільтру. Після фільтру напруга через перемикач надходить до навантажувального кола. Від протизавадного фільтру частина потужності надходить до випрямляча, що у цьому ДБЕЖ виконує функцію зарядного пристрою. Батарея в режимі роботи від мережі одержує зарядний струм, якщо вона розряджена, або підтримується в зарядженому стані під, так званим, плаваючим потенціалом. Інвертор ДБЕЖ із перемиканням під час роботи від мережі перебуває в стані очікування. Його підключенню до роботи передує безперервне спостереженням за фазою мережевої напруги. Якщо функціональний вузол керування зреагує на змінення мережевої напруги за встановлені межі, ДБЕЖ переходить на режим роботи від батареї. Інвертор ДБЕЖ починає забезпечувати енергією навантажувальне коло, розряджаючи батарею. Для роботи підключеного до ДБЕЖ устаткування дуже важливо, щоб напруга, генерована інвертором, була синфазною (тобто збігалася по фазі) з напругою мережі. Функціональний вузол керування визначає моменти перемикання режимів роботи ДБЕЖ, аналізує стан розряду батареї й виконує інші функції.

 

2.        Робота від батареї

 

В режимі роботи від батареї перемикач підключає до виходу ДБЕЖ інвертор, що працює за сигналами вузла керування мережею. Запуск інвертора відбувається таким чином, щоб фаза коливань, сформованих інвертором і фаза синусоїди тільки що зниклої мережі збігалися. Батареї у цьому режимі як правило не заряджаються (якщо навіть у мережі є напруга, то її значення низьке, щоб заряджати батарею). Вузол керування мережею постійно перебуває в роботі і, якщо напруга мережі стає нормальною, перемикає ДБЕЖ на режим роботи від мережі. Батарея підтримує роботу навантажувального кола протягом деякого часу, що залежить від потужності навантажувального кола, номінальної ємності батареї, її віку й рівня заряду. Після вичерпання заряду батареї, блок керування ДБЕЖ, що стежить за розрядом батареї, подає команду на відключення навантажувального кола. Якщо напруга в мережі стає відповідною стандартам електромагнітної сумісності, ДБЕЖ переходить в режим роботи від мережі й починає заряджати батарею.

Переваги схеми Off-Line заключаються в її простоті та економічності. Недоліки  - відсутність стабілізації вхідної напруги при роботі в “нормальному” режимі і наявність деякого часу переключення (~ 4 мс) при переході в “аварійний” режим роботи. АБЕЖ, що працюють по цій схемі, застосовують для живлення персональних комп’ютерів або робочих станцій локальних обчислювальних мереж.

 

7.3.2.         ДБЕЖ із подвійним перетворенням енергії.

 

Рис. 7.8 ДБЕЖ із подвійним перетворенням енергії.

 

Випрямляч цього ДБЕЖ ‑ потужний пристрій. Він не тільки заряджає батарею ДБЕЖ, але й постачає постійно працюючий інвертор ДБЕЖ постійною напругою. Bypass ‑ це спеціальна лінія, що дозволяє, якщо буде потреба, живити навантажувальне коло від електричної мережі. Для перемикання на роботу через bypass передбачено статичний перемикач.

Якщо в мережі напруга, що відповідає нормам електромагнітної сумісності електричної мережі із навантажувальним колом, то вся потужність, споживана навантажувальним колом, проходить через випрямляч ДБЕЖ. Випрямляч перетворить змінну напругу електричної мережі в стабілізовану постійну напругу. Постійна напруга заряджає батарею і живить інвертор. Інвертор перетворює напругу постійного струму в напругу змінного струму, який і живить навантажувальне коло.

Якщо напруга мережі стає менше нижньої границі діапазону вхідних напруг, інвертор починає працювати від батареї. Якщо напруга на вході ДБЕЖ відновлюється до нормальної, випрямляч знову починає заряджати батарею й живити інвертор. При виході з ладу інвертора або його перенавантаженні, спрацьовує перемикач (при цьому розмикається лінія "інвертор-навантажувальне коло" і замикається лінія " bypass-навантажувальне коло") і навантажувальне коло продовжує працювати від мережі.

Переваги АБЕЖ, виконаного за  схемою  On-Line, повна фільтрація і згладжування будь-яких коливань вхідної напруги і високовольтних імпульсів на вході АБЕЖ та нульовий час переключення в “аварійний” режим без будь-яких перехідних процесів.

До недоліків цієї схеми відносяться відносна складність і більш висока вартість, а також наявність додаткових енергетичних втрат на подвійне перетворення, що знижують загальний ККД системи.

АБЕЖ, що працюють за  схемою  On-Line, застосовують для живлення обладнання яке вимагає підвищені вимоги до якості мережевого електроживлення.

 

7.3.3.        ДБЕЖ, взаємодіючі з мережею (Line Interactive UPS)

 

Даний ДБЕЖ відрізняється від ДБЕЖ типу off-line підключеним автотрансформатором. У випадку, якщо напруга мережі стає занадто низьким або занадто високим, функціональний вузол керування корегує величину напруги, перемикаючи відводи автотрансформатора. Напруга на виході ДБЕЖ стає вищою або нижчою, наближаючись до номінального значення. Якщо напруга стає настільки низькою, що перемикання відводів уже не допомагає, то ДБЕЖ працює від батареї. Якщо на вхід ДБЕЖ надходить напруга спотвореної форми, функціональний вузол керування також перемикає ДБЕЖ на режим роботи від батареї.

 

Рис. 7.9 ДБЕЖ взаємодіючий з мережею

 

7.3.4.        Порівняльна характеристика ДБЕЖ

 

У табл. 7.2 наведена порівняльна характеристика ДБЕЖ.

Таблиця 7.2

Порівняльна характеристика ДБЕЖ

 

Тип ДБЕЖ	ДБЕЖ – off line	ДБЕЖ, взаємодіючий з мережею	ДБЕЖ із подвійним перетворенням енергії (on-line)
Властивість			однофазний	трифазний
Відсутність розриву напруги в процесі переходу на роботу від батареї	*	*	*****	*****
Стійкість до динамічних навантажень	**	**	*****	*****
Стійкість до стрибків напруги		*	****	****
Притлумлення електромаг-нітних завад	*	*	*****	*****
Притлумлення високовольтних імпульсів	*	**	****	****
Виправлення форми сину- соїди			*****	*****
Стабілізація   напруги		**	*****	****
Паралельна    робота				****
Надійність в умовах ідеальної електричної   мережі	****	***	****	****
Надійність в умовах низької ефективності мережі	**	*	**	****

 

Кількість зірочок вказує на якісні характеристики ДБЕЖ

 

7.4.   Підвищення надійності централізованої СБЕЖ

 

Основним способом захисту навантажувального кола від можливих неполадок в електромережі є установка агрегату безперебійного електроживлення (АБЕЖ). Широке поширення одержала централізована схема електроживлення з використанням одномодульного АБЕЖ. Однак для проведення профілактичних, регламентних й ін. робіт АБЕЖ переводять в режим Bypass і навантажувальне коло залишається незахищеним на деякий час. При безперервному виробничому циклі даний ризик неприйнятний. Далі будуть досліджені розповсюджені схеми резервування АБЕЖ: системи з паралельним резервуванням, системи з послідовним резервуванням, системи з резервуванням шини електроживлення навантажувального кола (Power-Tie) і системи із синхронізацією виходу (LBS). У табл. 7.3 представлена порівняльна характеристика різних схем резервування АБЕЖ.

 

Таблиця 7.3

. Порівняння різних схем резервування АБЕЖ

 

7.4.1.        Одномодульні системи

 

Промислові електромережі не володіють 100% надійністю, що гарантує відсутність можливих перебоїв з електропостачанням. Стандартним засобом захисту навантажувального кола є одномодульні АБЕЖ, побудовані за схемою з подвійним перетворенням напруги (On-Line). Вони оснащені батарейними комплектами, розрахованими на нетривалий час роботи в автономному режимі (за звичай не більше 30 хвилин). Для захисту від довгострокових перебоїв установлюють додатковий дизель-генератор із запасом палива для безперервної роботи від 8 до 24 годин. Основними елементами одномодульного АБЕЖ (рис. 7.10), що працює за схемою On-Line, є випрямляч, інвертор, акумуляторні батареї, зарядний пристрій, а також пристрій комутації кола – bypass (обхідне коло живлення навантажувального кола, минаючи схему подвійного перетворення).

Одномодульна система має високу надійність та є простотою. Вона є оптимальним рішенням для навантажень, що допускають короткочасні заплановані відключення для обслуговування АБЕЖ. Однак у моменти технічного обслуговування АБЕЖ або виконання інших регламентних робіт виникає необхідність його переходу в режим bypass. Для деяких пристроїв даний ризик неприпустимий. Крім того, не можна забувати про можливості виходу з ладу самого АБЕЖ.

 

7.4.2.        Системи з паралельним резервуванням

 

Система з паралельним резервуванням складається із двох або більше модулів АБЕЖ, включених паралельно і працюючих на загальне навантажувальне коло. Як правило, кожен модуль оснащений своїм батарейним блоком.

При безаварійній роботі навантажувальне коло системи рівномірно розподіляється між модулями АБЕЖ, а у випадку виходу з ладу або примусового відключення одного з них, навантажувальне коло розподіляється серед модулів, що залишились. Така схема включення забезпечує високий ступінь захисту (99.99%). При цьому процес технічного обслуговування окремих модулів не приводить до тимчасового електроживлення навантажувального кола від неякісної мережі. Однак усе ще є необхідність відключення системи при проведенні робіт із шиною електроживлення навантажувального кола або устаткуванням, розташованим між АБЕЖ і навантажувальним колом.

 

Рис. 7.10 Одномодульний UPS

 

Позначення: BCB – батарейний розмикач;

MBB – перемикач ручного Bypass;

MIB – розмикач ручного Bypass;

SBB – статичний перемикач;

UIB – вхідний розмикач модуля;

UOB – вихідний розмикач модуля.

 

Рис. 7.11 Система з паралельним резервуванням

 

Позначення:  ВСВ ‑ батарейний розмикач;

МВВ ‑ перемикач ручного Bypass;

МІВ ‑ розмикач ручного Bypass;

SBB ‑ статичний перемикач;

SOB ‑ вихідний розмикач системи;

UIB ‑ вхідний розмикач модуля;

UOB – вихідний розмикач модуля.

 

7.4.3.        Додаткові можливості систем з паралельним резервуванням

 

Схеми з паралельним резервуванням дозволяють робити технічне обслуговування окремих модулів CБЖ, не перериваючи процес захисту критичного навантажувального кола. Однак для обслуговування системи в цілому, а також для проведення регламентних робіт з елементами шини електроживлення навантажувального кола потрібен перевід системи в bypass або повне відключення навантажувального кола. Тому схеми з паралельним резервуванням непридатні в тих випадках, коли робота системи в режимі bypass неприпустима навіть на короткий час. Крім того, у них не передбачений захист від збурень на ділянці шини електроживлення навантажувального кола.

Для підвищення надійності захисту критичного навантажувального кола використовують схеми із синхронізованим виходом (LBS) і схеми резервування шини електроживлення навантажувального кола (Power-Tie).

 

 

7.4.4.        Системи з послідовним резервуванням

 

Система з послідовним резервуванням складається з одного або декількох основних модулів й одного резервного. Кожен основний модуль працює на власне навантажувальне коло. Резервний модуль використовують як первинне джерело електроживлення входів bypass основних модулів системи (рис. 7.12 та рис. 7.13).

Така конфігурація дозволяє робити технічне обслуговування основних і резервних модулів без відключення навантажувального кола й без зняття її захисту. У цій схемі виходи основних модулів синхронізовані з виходом резервного модуля системи.

Якщо виникає збурення електроживлення на вході одного з основних модулів СБЕЖ переходить в автономний режим роботи й навантажувальне коло споживає енергію батарейного комплекту даного АБЕЖ. Якщо до моменту його розряду електроживлення не відновиться, відбудеться автоматичний перехід модуля в bypass, тобто на резервний блок. Зрозуміло, у цьому випадку резервний блок стає недоступний для основних модулів, що залишились, і при переході в bypass другого основного модуля підключений до нього сегмент навантажувального кола живиться від незахищеного входу системи.

Особливості систем з послідовним резервуванням

·          резервний модуль працює в режимі Off-Line;

·          по входу bypass основних модулів підключений резервний АБЕЖ, а не нестабільна мережа;

·          добрий спосіб модернізації існуючої одно модульної системи для підвищення надійності, шляхом ввімкнення додаткового резервного модуля.

Cистема з послідовним резервуванням є більш надійною у порівнянні з одномодульною. Додаткова перевага системи з послідовним резервуванням полягає в можливості використання модулів з різною потужністю та модулів від різних виробників.

Недоліки схем з послідовним резервуванням:

·          для реалізації подібної схеми потрібна більша кількість автоматичних перемикачів і захисних автоматів у порівнянні з паралельними системами. Наприклад, схема з 4 модулями (3 ‑ основних, 1 ‑ резервний) вимагає 3 незалежні лінії bypass зі своїми перемикачами. Внаслідок цього середній час наробітку на відмову (MTBF) системи з послідовним резервуванням може бути нижчим в порівнянні з одномодульними СБЕЖ або системами з паралельним резервуванням.

·          система з послідовним резервуванням має потребу в додатковому колі комутування джерела електроживлення входів bypass основних модулів (для систем із 3 або більше модулів).

·          для модернізації найпростішої 2-модульної системи (1 ‑ основний, 1 ‑ резервний модулі) потрібні великі витрати.

·          потужність кожного сегмента навантажувального кола обмежена потужністю відповідного основного модуля АБЕЖ.

Таким чином, застосування схеми послідовного резервування, з одного боку, полегшує обслуговування модулів, але, з іншого боку, приводить до зниження її надійності в цілому. Подібна конфігурація найбільш ефективна при застосування двох модулів (1 – основний, 2 - резервний).

 

Рис. 7.12 Система з послідовним резервуванням

 

Позначення: ABB – розмикач резервного кола Bypass;

BIB – розмикач кола статичного Bypass;

BSB – вхідний розмикач кола Bypass;

MBB – перемикач ручного Bypass;

MIB – розмикач ручного Bypass;

PBB – розмикач основного кола Bypass;

RIB – вхідний випрямляч кола випрямляча.

 

Рис. 7.13 чотирьох-модульна система з послідовним резервуванням

 

7.4.5.        Резервування шини електроживлення навантажувального кола Power-Tie

 

Технологія Power-Tie розроблена фахівцями компанії Liebert. Її концепція полягає у використанні 2 незалежних систем безперебійного електроживлення. Потужності кожної з них повинно бути достатньо для живлення 100% навантажувального кола. Навантажувальне коло розбивають на два сегменти, кожний з яких з'єднаний окремою шиною зі своєю системою безперебійного електроживлення. (рис. 7.14):

 

 

Рис. 7.14 Конфігурація Power-Tie

 

Позначення: A – вхід випрямляча;

B – вихід модуля UPS;

C – батарейний вхід;

D – вхід кола статичного Bypass;

F – шина електроживлення навантажувального кола;

G – шина електроживлення навантажувального кола;

H ‑ батарейний розмикач;

I ‑ вхід кола статичного Bypass.

І–блок керування

 

Особливості даної СБЕЖ:

·          дві незалежні системи АБЕЖ незалежно живлять відповідні. сегменти навантажувального кола;

·          дві незалежні системи АБЕЖ підключають в паралельно для електроживлення всього навантажувального кола;

·          електроживлення всього навантажувального кола здійснює одна із систем АБЕЖ.

Перевагою даної конфігурації є використання подвійного вихідного фідера в схемі резервування. Система підтримує два незалежних вихідних кола електроживлення. Схема резервування безпосередньо наближена до навантажувального кола, і тим самим досягається максимальна надійність системи. Крім того є можливість технічного обслуговування шини електроживлення навантажувального кола без її відключення.

Обладнання з дубльованими входами може бути безпосередньо підключене до подвійного фідера даної системи. В той же час використання розподільних пристроїв з подвійним входом дозволяє підключати навантаження з єдиним електричним входом.

Основна перевага конфігурації Power-Tie полягає в тім, що кожної з АБЕЖ або будь-яка ділянка кола може бути відключений без втрати напруги на виході системи й без перекладу навантажувального кола на живлення в режимі bypass.

 

7.4.6.        Системи із синхронізацією виходу (LBS)

 

Схема із синхронізацією виходу (LBS) подібна з технологією Power-Tie. Вона складається із двох незалежних систем безперебійного електроживлення зі своїми незалежними вихідними шинами. Системи мають достатню потужність для живлення всього навантажувального кола, але на відміну від технології Power-Tie не мають силових з'єднань на виході модулів (рис. 7.15). Синхронізацію модулів здійснюють за допомогою додаткового кола синхронізації з точністю до 3 градусів у всіх режимах (включаючи заборонений bypass й автономний режим роботи АБЕЖ).

Схема LBS призначена для електроживлення навантажувального кола від двох електрично-незалежних синхронних фідерів. Навантажувальне коло з дубльованим електричним входом підключають до них безпосередньо, а навантажувальне коло з єдиним входом припускає використання додаткових швидкодіючих статичних перемикачів. На відміну від інших методів резервування (крім Power-Tie) дана система не має уразливих ділянок схеми електроживлення на всьому шляху від АБЕЖ до навантажувального кола.

Система LBS є більше ефективною і надійною в порівнянні з одномодульною, паралельної або системою з послідовним резервуванням. Це пов'язане з наявністю дублюючої шини електроживлення навантажувального кола.

При проектуванні схеми LBS немає необхідності в застосуванні дорогих систем керування, перемикачів й ін. Досить використати дві одномодульні АБЕЖ із додатковою панеллю синхронізації.

Відсутність електричного зв'язку між вихідними фідерами забезпечує повну незалежність одного кола живлення від іншого у випадку виникнення яких-небудь проблем у навантаженні. Синхронізація АБЕЖ здійснюється за допомогою кіл синхронізації без силового з'єднання на їхньому виході. При цьому допускають навіть підключення АБЕЖ до незалежних трансформаторних підстанцій.

При проектуванні системи LBS використовують додатковий блок синхронізації, що складають з інтерфейсної карти, установлюваної в кожному ДВЕЖ і настінної панелі керування, що має невеликі габарити. Блок синхронізації робить мінімальний обмін інформацією з АБЕЖ. Він активізується тільки з появою неузгодженості між фідерами. Відсутність зв'язків між ним і засобами керування АБЕЖ гарантує максимальну незалежність системи та ізоляцію модулів.

 

Рис. 7.15 LBS – система

 

Позначення:  BIB – розмикач кола статичного Bypass;

RIB – вхідний розмикач кола випрямляча;

BCB – батарейний розмикач.

 

7.5.   Висновки:

 

1.        Система безперебійного електроживлення (СБЕЖ) ‑ автоматичний пристрій, який використовується для живлення навантажувального кола електроенергією при виникненні аварій мережевої напруги, а також коректировці його параметрів. Розрізняють два основних типи СБЕЖ: агрегати безперебійного електроживлення та дизель-генераторні установки.

2.        „Аварійний” (автономний) режим – режим роботи, коли навантажувальне коло живлять від акумуляторні батареї.

3.        Основними збоями електроживлення є провали напруги, підвищена напруга, високовольтні імпульси, електричний шум, повне відключення напруги, гармонійні спотворення напруги, нестабільна частота

4.        Одномодульна система є оптимальним рішенням для завдань, що не вимагають безперервного циклу роботи протягом усього терміну служби встаткування.

5.        Паралельна система має більшу надійність і допускає обслуговування в процесі роботи.

6.        Конфігурація з послідовним резервуванням дозволяє ввести резервування до вже існуючої одномодульної установки.

7.        Технологія Power-Tie має максимальну надійність в обслуговуванні всіх її компонентів, включаючи шину електроживлення навантажувального кола й установлені на ній силові комутаційні елементи.

8.        Технологія LBS дозволяє додати резервну систему безперебійного електроживлення й впровадити топологію подвійної шини електроживлення навантажувального кола до вже існуючої системи.

 

7.6.   Контрольні питання та завдання

 

1.        Наведіть приклади основних причин виникнення збурень в електромережах.

2.        Обгрунтуйте необхідність застосування систем безперебійного живлення.

3.        Визначте, якими параметрами характеризують джерела безперебійного живлення.

4.        Охарактеризуйте класифікацію  систем та джерел безперебійного електроживлення.

5.        Визначіть область ефективного застосування систем безперебійного живлення у порівнянні із дизель-генератором.

6.        Визначіть основні режими роботи акумуляторних батарей джерел безперебійного живлення з подвійним перетворенням енергії.

7.        Накресліть структурні схеми одиночних систем безперебійного живлення та назвіть сферу їх застосування. Охарактеризуйте переваги та недоліки.

8.        Накресліть структурні схеми паралельних систем безперебійного живлення та визначте сферу їх застосування.

9.        Накресліть структурні схеми систем безперебійного живленняз обвідним колом та визначте сферу їх застосування.

10.   Обгрунтуйте доцільність джерел безперебійного живлення за схемою off-line.

11.   Обгрунтуйте доцільність застосування джерел безперебійного живлення з подвійним перетворенням енергії.

12.   Визначте особливості роботи джерел безперебійного живлення, взаємодіючих з мережею. Поясніть призначення автотрансформатора з відводами.

13.   Сформулюйте принцип роботи та переваги одномодульних систем.

14.   Сформулюйте принцип роботи та переваги систем з паралельним резервуванням.

15.   Сформулюйте принцип роботи та переваги систем з послідовним резервуванням.

16.   Поясніть призначення перемикачів у одномодульному джерелі безперебійного живлення.

17.   Поясніть призначення перемикачів у конфігурації систем безперебійного живлення Power-Tie.

18.   Поясніть, чому важливо збільшити потужність вхідного випрямляча джерел безперебійного живлення з подвійним перетворенням енергії.

19.   Поясніть переваги та недоліки схем підвищення надійності агрегатів безперебійного живлення стосовно одне одного.

20.   Охарактеризуйте  процеси комутації системах із синхронізацією виходу.

21.   Які типи систем та чому можуть захистити споживачів від несатбільності частоти електромережі?

22.  Які типи систем та яким чином можуть захистити споживачів від підвищеної напруги електромережі?

23.  Які типи систем та яким чином можуть захистити споживачів від провалів напруги електромережі?

24.  Які типи систем та яким чином можуть захистити споживачів від повного відключення напруги електромережі?

 

 

 

РОЗДІЛ 8.                     ЗАБЕЗПЕЧЕННЯ ЕЛЕКТРОМАГНІТНОЇ СУМІСНОСТІ ЗАСОБІВ ЕЛЕКТРОЖИВЛЕННЯ З РАДІОЕЛЕКТРОННОЮ АПАРАТУРОЮ ТА ЕЛЕКТРИЧНОЮ МЕРЕЖЕЮ

 

8.1 Основні терміни та визначення, джерела і шляхи поширення завад

8.2 Норми та вимірювання  рівнів завад

8.3  ДВЕЖ як джерело електромагнітних завад

8.3.1. Узагальнена модель ДВЕЖ як джерела електромагнітних завад

8.3.2 Визначення кондуктивних завад

8.3.3. Визначення завад у навколишньому просторі

8.4. Основні засоби притлумлення електромагнітних завад

8.5 Внутрішні засоби притлумлення електромагнітних завад

8.5.1. Електричні засоби притлумлення електромагнітних завад

8.5.2. Конструкторські засоби притлумлення завад

8.6. Зовнішні засоби притлумлення електромагнітних завад

8.6.1. Екранування

8.6.2 Протизавадові фільтри (ПЗФ)

8.6.2.1 Вимоги до ПЗФ. Особливості їх роботи

8.6.2.2 Схеми протизавадових фільтрів

8.6.2.3 Елементна база протизавадових фільтрів

8.7 Висновки

8.8 Контрольні питання та завдання

8.9 Задачі для самоперевірки

 

В процесі роботи з матеріалом цього розділу

та після Вивчення ви маєте

 

Знати:

·          сутність проблеми ЕМС взагалі і конкретно − пов'язаної з джерелами електроживлення;

·          процесів в ДВЕЖ, які спричинюють електромагнітні завади та їх спектральний склад;

·          шляхи поширення ЕМЗ в навколишньому (ближня і дальня зони) та кондуктивному (симетричний та несиметричний шляхи) середовищах;

·          нормативну базу стосовно емісії та несприйнятливості.

·          засоби випробувань стосовно ЕМС;

·          внутрішніх засобів притлумлення ЕМЗ (електричних, конструкторських);

·          засади проектування та застосування протизавадових мережевих фільтрів;

·          засади проектування та застосування ефективних екранів.

·          засади застосування інших технічних засобів забезпечення ЕМС

 

Вміти:

·          користуватися технічною літературою з ЕМС та нормативними документами;

·          розраховувати рівні спектрального складу завад, створених силовими каскадами ДВЕЖ;

·          оцінювати взаємний влив вузлів ДВЕЖ та радіоелектронної апаратури;

·          в процесі проектування ДВЕЖ вибрати раціональне схемотехнічне рішення в сенсі забезпечення ЕМС;

·          підібрати відповідний протизавадовий мережевий фільтр;

·          застосовувати конструкторські та схемотехнічні засоби, забезпечення ЕМС.

 

8.1.   Основні терміни та визначення, джерела та шляхи поширення завад.

 

У процесі роботи джерел електроживлення, особливо ключового типу виникають електромагнітні завади (ЕМЗ). Під електромагнітною завадою розуміють небажану дію електромагнітної енергії, яка може погіршити показники якості функціонування радіоелектронних засобів (РЕЗ).

Питання, пов’язані з вивченням характеру і джерел ЕМЗ, шляхів їх поширення та впливу на роботу електронної апаратури, відносять до проблеми забезпечення електромагнітної сумісності (ЕМС) радіоелектронних засобів.

Згідно з ДСТУ-ІЕС 60050 (161) – ЕМС − це спроможність обладнання чи системи задовільно функціонувати в навколишній електромагнітній обстановці та не створювати недопустисмих електромагнітних завад будь-чому в цій електромагнітній обстановці.

Радіозавада, яка створена електричними або електронними пристроями та не призначена для порушення функціонування радіоелектронних засобів має назву індустріальна радіозавада.

Під радіозавадою мають на увазі електромагнітну заваду в діапазоні радіочастот 3Гц...3ТГц. До індустріальних радіозавад не відносять випромінювання, створювані високочастотними трактами радіотелевізійних передавачів, тощо.

ЕМЗ, середовищем поширення яких є навколишній простір, називають  завадами випромінювання (в дальньому полі) та індукційними (в ближньому полі).

ЕМЗ, середовищем поширення яких є предмети, які проводять електричний струм (проводи, силові кабелі, шасі й корпуси приладів, екрани, оплітки, оболонки, шини уземлення), а також паразитні кола, через які протікає електричний струм, називають завадами провідності, або кондуктивними завадами. Якщо струм завади протікає в прямому та зворотньому провідниках, то заваду називають симетричною (differential mode). Якщо струм завади протікає через один із силових провідників та коло уземлення, заваду називають несиметричною, (common mode).

Джерела вторинного електроживлення ключового типу (ДВЕЖ КТ), оперують з крутими фронтами робочих імпульсів напруги і струму (частоти десятки, сотні кілогерц) у комутованих силових колах, а також колах керування, поповнили джерела ЕМЗ. ДВЕЖ КТ генерують завади з високим рівнем 70...120 дБ[1] (в окремих випадках до 140 дБ), широким частотним спектром (від одиниць, десятків кілогерц до десятків, сотень мегагерц, одиниць, десятків гігагерц). Таким чином, застосування ДВЕЖ КТ, разом зі зменшенням маси й габаритних розмірів, призводить до генерації завад, що погіршує несприятливу в сучасних умовах насичення радіоелектронними засобами різних сфер діяльності людини, електромагнітну обстановку.

У зв’язку з цим дослідження джерел і шляхів поширення ЕМЗ, які генерують ДВЕЖ КТ, з метою розроблення ефективних засобів зниження їх рівнів до встановлених відповідними нормувальними документами, стають не менш важливими, а в деяких випадках головними у проектуванні електронної апаратури різного призначення. Дуже важливо, щоб заходи та засоби забезпечення ЕМС були впроваджені саме на етапі проектування апаратури. Інакше витрати на забезпечення ЕМС в процесі налагодження набагато перевищать витрати на початковій стадії проектування. Якщо не передбачити заходи та засоби забезпечення ЕМС на етапі проектування, ця апаратура може взагалі бути непридатною для застосування, не дозволить нормально функціонувати близько розташованій  апаратурі або апаратурі, яка живиться від тієї ж самої мережі. В узагальненому вигляді джерела, шляхи поширення та наслідки дії ЕМЗ наведено на рис. 8.1

 

Рис. 8.1 Джерела, шляхи поширення та наслідки впливу ЕМЗ

 

Основними джерелами внутрішньосистемних завад є активні елементи силових каскадів, що працюють у ключовому режимі; інші елементи силового кола (трансформатори, дроселі, конденсатори, проводи т. ін.) і кола керування також можуть створювати завади.

Основні шляхи поширення завад такі:

·          наведення на проводи за умов розміщення їх у електромагнітному полі завад і подальшим вплив завади на інші кола;

·          зв’язок різних кіл через спільний опір – це основний шлях поширення завад по колам електроживлення (шини живлення, внутрішній опір джерела живлення, у тому числі для великих груп споживачів – внутрішній опір мережі живлення);

·          електричне й магнітне поля, які формуються за умов руху електричних зарядів у всіх елементах електричних кіл, у тому числі й проводах.

Для аналізу рівня і типу завад важливим є поняття ближньої та дальньої зони, що умовно розділені граничною відстанню:

r_гр = 2l²/l,

де l − довжина хвилі завади, l − конструктивний розмір емітера завади.

 

В ближній зоні (зоні індукції, наведення) електричну й магнітну складові визначають окремо.

В дальній зоні (зоні електромагнітної хвилі) маємо електромагнітне випроміненння яке характеризують потоком потужності  (вектор Пойнтінга).

На рис. 8.2 показано ДВЕЖ КТ, як джерело ЕМЗ.

ДВЕЖ КТ як джерело ЕМЗ створює на вхідних затискачах  симетричну напругу ЕМЗ u_з.сим. і між кожним із силових проводів і корпусом джерела або землею – несиметричні напруги ЕМЗ u_з.нс1 і u_з.нс2.

Крім того, застосовують поняття "загальна несиметрична напруга завад" – напруга індустріальних радіозавад між точкою, що має середній потенціал між затискачами джерела індустріальних завад, мережі живлення або будь-якої іншої електричної мережі та землею.

Симетрична й несиметрична напруги призводять до протікання відповідних струмів ЕМЗ. Симетричні струми і_з.сим проходять через навантажувальний для джерела ЕМЗ опір (у даній ситуації – імпеданс мережі живлення Z_м), а несиметричні і_з.нс1 і u_з.нс2 – через опір уземлення ДВЕЖ Z_з і паразитні ємності Сп. Симетричні струми у двопровідній системі однакові за значенням, протифазні й циркулюють за визначеним колом, тому їх небажану дію на електронну апаратуру послабити легше, ніж від несиметричних струмів, значення яких і фази відносно одна одної в різних проводах, як правило, відрізняються, а кола їх циркуляції чітко не визначені. Тому зусилля розробників РЕА в процесі проектування протизавадових засобів зазвичай спрямовані на пошук і дослідження  засобів усунення несиметричних завад та завад в навколишньому середовищі.

Головна причина генерації електромагнітних завад джерелами електроживлення ключового типу – це комутаційні процеси в силових колах, зумовлені ключовим характером роботи активних елементів, який визначає принцип роботи ДВЕЖ КТ. Перепади струму й напруги призводять до появи  кондуктивних завад та завад в навколишньому середовищі. Іншими причинами ЕМЗ можна вважати: високочастотні коливання, які формуються внаслідок енергії, накопиченої в паразитних реактивних елементах кола, що створюють резонансні контури; перехідні процеси за умов включення-відключення ДВЕЖ від мережі; стрибкоподібні змінення напруги живлення та навантаження; крізні струми, а також властивості елементної бази в ключовому режимі роботи (наприклад, зворотний викид у діодах із зміною полярності випрямленої напруги, тощо).

 

Рис. 8.2 ДВЕЖ як джерело ЕМЗ: схема поширення завад

 

Для аналізу процесів виникнення ЕМЗ у пристрої (генераторі завад) зазначають завадостворювальні елементи. З’ясуємо їх на прикладі ДВЕЖ із БТВ, з однотактним прямим перетворювачем з розмагнічувальною обмоткою (ПРО) (рис. 8.3).

Елементами, які створюють завади є такі: вхідний випрямляч VD1…VD4 (генерує, в основному, симетричну напругу завад із рівнем до 90 дБ, який різко знижується в діапазоні до 1 МГц); конденсатор вхідного фільтра С1 (генерує, в основному, симетричну напругу завад спричинену паразитними параметрами R_C і L_C за умови проходження через конденсатор змінної складової імпульсів струму силового кола; L_C сприяє генерації завад на частотах мегагерцового діапазону); діоди: VD5 – розмагнічувальної обмотки, VD8  – захисного кола, VD6 – випрямного і VD7 – комутаційного вихідного кола (генерує кондуктивні завади в силове та навантажувальне кола); силовий трансформатор TV (генерує завади випромінювання, симетричні й несиметричні кондуктивні завади в силовому й навантажувальному колах);  силовий транзистор VT1 (генерує зазвичай симетричну напругу завад через паразитні параметри R_C і L_C за проходження через конденсатор змінного складника імпульсів струму силового кола); система керування СК (генерує в основному завади випромінювання низького рівня); дросель L1 (генерує в основному завади випромінювання).

Крім того, всі силові проводи, крізь які протікають імпульсні струми, можна вважати випромінювальними антенами.

Рис. 8.3 Однотактний прямий перетворювач з елементами-генераторами завад

 

Далі з'ясуємо нормативну базу стосовно емісії ЕМЗ від апаратури різного призначення. Зауважимо, що основним джерелом завад є ДВЕЖ КТ.

 

8.2.   Визначення та вимірювання рівнів завад

 

На рис. 8.4 наведено норми емісії ЕМЗ для різних класів обладнання.

 

Рис. 8.4 Норми емісії

 

На рисунку 8.4 застосовані такі позначення:

1.        група 2, промислове, наукове, медичне (ПНМ) обладнання, клас А, детектор – квазіпіковий;

2.        група 2, ПНМ обладнання, клас А, детектор – квазіпіковий, а також обладнання інформаційних технологій (ОІТ), клас А, детектор – квазіпіковий;

3.        портативні інструменти (від 1000 Вт до 2000 Вт);

4.        портативні інструменти (від 700 Вт до 1000 Вт);

5.        портативні інструменти (< 700 Вт);

6.        клас В, ПНМ обладнання, детектор – квазіпіковий, а також ОІТ, клас В, детектор – квазіпіковий;

7.        автомобільні приймачі з частотною модуляцією;

8.        звукові приймачі з частотною модуляцією;

9.        телевізійні приймачі і відеомагнітофони.

Відповідно до публікації CISPR 16 встановлено три смуги частот, у межах яких проводять вимірювання приладами, які мають однакові технічні характеристики: 10...150 кГц; 0,15...30 МГц; 30...1000 МГц.

Комплект приладів для випробовування пристроїв на емісію показано на рис. 8.5.

 

Рис. 8.5 Комплект приладів для вимірювання рівнів ЕМЗ

 

Вимірювальний приймач (ВП) емісії завад – це приймач вищого класу, який має функції селективного мікровольтметра; шкалу його проградуйовано у децибелах.

Еквівалент мережі – пристрій, який виконує такі функції:

·          створення регламентованого імпедансу мережі для можливості  порівняння результатів вимірювань, які виконують у різних мережах;

·          запобігання проходженню завад із мережі в досліджуване коло і та мережу;

·          запобігання проходженню мережевої напруги на вимірювач;

·          вимірювання окремо симетричної та несиметричної складових завад.

 

Поглинальні кліщі – дозволяють виміряти потужність, а струмознімач – силу струму радіозавад. Рамочну антену застосовують для вимірювання магнітної складової, а штирову антену – електричної складової напруженості ближнього поля. Симетричний диполь застосовують для вимірювання потужності випромінювання завади дальнього поля. Вимірювання випромінювання проводять на відкритих площадках, щоб не було відбиття й поглинання завади, або спеціально обладнаному приміщенні чи робочому місці.

Застосування аналізатора спектра дає меншу точність вимірювання, ніж селективний вольтметр, але дозволяє візуалізувати на екрані спектр завади й значно прискорити процес дослідження.

Сучасні моделі аналізаторів спектру дозволяють проводити вимірювання електромагітних сигналів в діапазоні частот від 0 до 110 ГГц ("R&S", серія FSU) та мають максимальну чутливість на рівні -167 дБм (за смуги пропускання 1 Гц; "Agilent", серія E4400A). Провідні виробники: "Rohde&Schwartz", "Agilent technologies", "Tektronix", "Hewlett Packard" та ін.

Слід зазначити, що широкозастосовні моделі мають робочий діапазон від 100 кГц до
3 ГГц за чутливості не гірше -140 дБм в смузі 30 Гц.

 

 

 

8.3.   ДВЕЖ як джерело електромагнітних завад

 

8.3.1.        Узагальнена модель ДВЕЖ як джерела електромагнітних завад

 

Модель ДВЕЖ із БТВ на основі одноконтактного зворотного перетворювача як джерела електромагнітних завад показано на рис. 8.6, а.

 

Рис. 8.6 Модель створення та поширення ЕМЗ: а − симетричним та несиметричним шляхами; б − узагальнена для несиметричної завади

 

Основні формувачі завад представлено генераторами напруг, які створюють симетричні й несиметричні завади: U_VT (силовий транзистор) і U_VD (випрямний діод). Конденсатор вхідного фільтра С – внаслідок паразитних активного й індуктивного опорів за умови протікання через нього змінної складової струму силового кола також стає генератором симетричної напруги завад.

Струм несиметричної завади проходить через паразитні ємності між силовим транзистором і тепловідводом, установленим на шасі ДВЕЖ; між тепловідводом (ізольованим від шасі), проводами, іншими вузлами, на яких є імпульсні напруги, та шасі (С_п1, С_п2, С_п4, С_п5); міжобмоточну ємність трансформатора С_п3, ємність між іншими елементами.

У зв’язку з тим, що точні значення паразитних ємностей визначити практично неможливо, застосування ефективних заходів притлумлення несиметричних завад ускладнено. Узагальнену модель поширення несиметричної завади показано на рис. 8.6, б.

З рис. 8.6, а видно, що напруга завад на опорі мережі (еквіваленті мережі) Z_c зформовано симетричним і несиметричним струмами, створюваними генераторами напруги завад. Таким чином, для зменшення напруги завад у мережі треба зменшити струм, який протікає через Z_c. Цього можна досягти, зниженням рівня напруги генераторів завад, зменшенням опорів шунтувальних кіл і збільшенням опору кола, послідовного з Z_c. Треба також передбачити, щоб контури, за якими проходять струми завад, мали невеликі геометричні розміри – це забезпечить менші завади в навколишньому просторі.

 

 

8.3.2.        Визначення кондуктивних завад

 

Узагальнену еквівалентну схему ДВЕЖ, як джерела кондуктивних завад наведено на рис. 8.7.

Рис. 8.7 Узагальнена схема зв’язку джерела завад  і рецептора.

 

За матеріалами дисципліни «Теорія електричних кіл» можна скласти робочу еківвалентну схему та розрахувати рівень завад. Особливістю схеми за рис. 8.7 є визначення компонента , який визначає імпеданс кола (шляху) поширення завади.

За умови зв’язку через провідник, необхідно врахувати залежність опору провідника від частоти внаслідок поверхневого ефкту (факт збільшення опору із зростанням частоти (для )):

,                                        (8.1)

де R₀ – опір постійному струму;

 f_гр – значення частоти, з якої необхідно враховувати вплив поверхневого ефекту,

 

                                                   (8.2)

d – діаметр провідника;

d – глибина проникнення (відстань, на якій електромагнітна хвиля згасає в е раз),

 

,                                     (8.3)

 

де      s – питома провідність матеріалу,

         m – абсолютна магнітна проникність.

 

Специфічними є ситуації, якщо шлях визначають  ємнісні або індуктивні кола. За умови емніснго зв’язку значення напруги на резисорі визначаємо:

 

                                       (8.4)

 

С₁₂ – паразитна ємність між провідниками;
С_1з – ємність між провідником 1 і землею; С_2з – ємність між провідником 2 і землею;
R – опір навантажувального кола провідника 2 відносно землі.

 

 

1.        Умовний розподіл зон низьких та високих частот визначає гранична частота

 

.                                               (8.5)

 

Проаналізуємо  дві ситуації.

Ситуація за умов низькочастотної завади, за якої значення опору R менше за модуль сумарного опору С₁₂ та С_2з, тобто,

.                                                      (8.6)

·          вираз для U_РЗ:

          .                                                         (8.7)

 

Формула 8.7 показує, як наведена на рецепторі напруга залежить від значень частоти, опору, паразитної ємності та напруги джерела завади. Таким чином, на низьких частотах напруга на R зростає зі збільшенням частоти та паразитної ємності С₁₂.

Ситуація, за якої значення опору провідника 2 відносно землі більше модуля ємнісного опору що має місце за високих частот завад, тобто:

.                                                  (8.8)

·          вираз для U_РЗ:

.                                               (8.9)

 

Напругу завад між провідником 2 та землею визначає ємнісний дільник напруги С₁₂ і С_2з. Вона не залежить від частоти.

З’ясуємо ситуацію, коли провідник 2 екранований і має відносно землі нескінченний опір R = ¥ . Уземлення екрана і відсутність ємності С₁₂ (провідник не виходить за межі екрану) призводить до того, що напруга завади дорівнює нулю (U_рз=0) і можна вважати, що це ідеальне екранування.

Але на практиці центральний провідник завжди виходить за межі екрану, тоді навіть за наявності уземленого екрану (за умов високої частоти):

 

         .                                              (8.10)

 

Для реальної ситуації, за якої значення опору провідника 2 відносно землі менше модуля ємнісного опору, що має місце за низької частоти завад, маємо 

 

.                                                 (8.11)

 

Наявність екрану значно зменшує паразитну ємність С₁₂.

Таким чином, для ефективного екранування електричного поля необхідно:

·          мінімізувати довжину центрального провідника, який виходить за межі екрану;

·          забезпечити якісне уземлення екрану.

За умови магнітного зв’язку напругу завад можна визначити також через коефіцієнт взаємної індукції М двох кіл:

 

U'_РЗ = jw M I₁ =                                         (8.12)

 

 

З  ростом частоти також зростає рівень завади. Коефіцієнт взаємної індукції між колом 1 та колом 2 – М₁₂ характеризує геометричні та електричні властивості простору між цими двома колами.

Через те, що немагнітний екран не впливає на магнітні властивості простору між колами 1 та 2 (силові лінії магнітного поля «проходять» всередині і навколо екрану), він не впливає й на значення напруги, що наведена на провідник 2. Але внаслідок проходження в провіднику 1 струму на екран наведено напругу:

 

U_Е = jw M_1Е I₁.                                              (8.13)

 

Таким чином застосування екрана уземленого в одній точці – не впливає на значення напруги, наведеної на цей провідник магнітним полем.

Внаслідок того, що :

         ,                                          (8.14)

 

де L_е і R_е – індуктивність та опір екрану.

Гранічну частоту визначають як частоту зрізу екрану w_зр і для неї справедливі вирази:

,   або   .                                      (8.15)

 

Зазначимо деякі відмінності  між ємнісним та індуктивним зв'язком.

По-перше, за умов магнітного зв'язку зменшення значення опору рецептора не призводить до зменшення напруги завади.

По-друге, у випадку зв'язку через магнітне поле напруга завад є прикладеною послідовно з провідником-рецептором, тоді як у випадку зв'язку через електричне поле (ємнісний зв’язок) вона прикладена між провідником-рецептором і землею.

Таким чином, можна зробити висновок, що розташування провідника до екрану і уземлення екрану з одного боку не впливає на значення напруги, яка наведена на рецептор магнітним полем завади.

 

8.3.3.        Визначення завад у навколишньому просторі.

 

В навколишньому просторі необхідно визначити складники електромагнітного поля  та  (рис 8.8).

ближня зона                                       дальня зона

 

Для будь-якого випромінювача (не елементарного) , де l – довжина випромінювача.

Рис. 8.8 Складники електромагнітного поля

 

Ближня зона (зона індукції або наведення). Особливістю цієї зони є те, що в електромагнітному полі можна умовно відокремити електричну Е та магнітну Н складові. Ці складові Е і Н зміщені за фазою на 90°, тому середнє значення вектора Пойнтінга дорівнює нулю.

Дальня зона (хвильова зона). Для цієї зони характерним є те, що електромагнітне поле вже не можна розділити на складові (середнє значення вектора Пойнтинга 0, тобто є випромінювана потужність електромагнітної хвилі), також це поле характеризує хвильовий процес.

Визначимо також співвідношення, яке для дальньої зони називають хвильовим опором. Повний хвильовий імпеданс у дальній зоні дорівнює повному характеристичному опору середовища:

                                               

 

 ω – кругова частота;

 – абсолютна діелектрична проникність, Ф/м;

μ – абсолютна магнітна проникність, Гн/м;

σ – питома провідність, См/м.

 

Рис. 8.9 Залежність відношення  від відстані до точки спостереження

 

 

Розрахункові формули за умови застосування моделі випромінювача як диполь Герца (переважно електричні) та рамки зі струмом (переважно магнітні). За умов ближньої та дальньої зон наведено в табл. 8.1.

 

Таблиця .8.1

Амплітудні значення складників електромагнітного поля ближньої та дальньої зон

Тип випромінювання Зона	Електрична складова	Магнітна складова
Ближня	; .
Дальня	; .	; ;

 

 

8.4.   Основні засоби притлумлення електромагнітних завад

 

Розробляти та застосовувати засоби притлумлення електромагнітних завад, треба з урахуванням того, що процеси, пов’язані з генерацією й поширенням ЕМЗ, підпорядковані загальним законам електротехніки. Проте, паразитні кола, за якими поширюються електромагнітні завади, суттєво ускладнюють як аналіз цих процесів, так і застосування конкретних заходів для притлумлення завад.

Електромагнітні зв’язки між електричними колами й вузлами є: електричне, магнітне, електромагнітне поля, та провідники, які зв’язують електричні кола й вузли.

На малих відстанях діють усі чотири види зв’язку; з віддаленням від генератора завади згасає спочатку вплив електричного й магнітного полів, потім електромагнітного поля випромінювання, і на ще більшій відстані актуальним є тільки зв’язок за проводами. Таким чином, найбільш сприятливе середовище для поширення завад – проводи, на які в ближньому полі можуть впливати електричне й магнітне поля, що формують струм завади, який проводами передається на великі відстані. Провід також діє як передавальна та приймальна антена.

Для практичних розрахунків прийнято вважати, що проявом паразитного зв’язку через ближнє електричне поле є зв’язок через паразитну ємність, а через ближнє магнітне поле – є індуктивний зв’язок через взаємоіндуктивність.

Визначимо основні способи притлумлення завад, які генерують ДВЕЖ ключового типу.

Протизавадові засоби згрупуємо за такими показниками:

·          вплив на вид електромагнітних завад: притлумлення кондуктивних завад (симетричних і несиметричних) та притлумлення завад випромінювання;

·          розміщення в апаратурі: внутрішні – у вузлах саме ДВЕЖ і зовнішні – із застосуванням спеціальних додаткових вузлів (зовнішніх відносно ДВЕЖ, наприклад, протизавадові фільтри (ПЗФ));

·          характер впливу: електричні – вплив на електромагнітні процеси у джерелі живлення та конструкторські (механічні) – внаслідок раціонального конструктивного виконання ДВЕЖ.

Ці показники вельми умовні, тому що одні й ті ж засоби впливають і на кондуктивні, і на завади випромінювання, застосування конструкторських заходів впливає на електричні процеси т. ін.

Окрім того в окрему групу виділяють інженерно-технічні способи забезпечення ЕМС:

·          Вибір способу (виду) оброблення інформації;

·          Застосування різноманітних схемотехнічних реалізацій;

·          Вибір значень і характеру імпедансу електричного кола;

·          Вибір комутаційних елементів;

·          Балансування (симетрування);

·          Фільтрування (за симетричним та несиметричним шляхами);

·          Електричне та магнітне ізолювання;

·          Екранування;

·          Уземлення;

·          Раціональний вибір частоти, виду модуляції;

·          Рознесення і орієнтація функціональних вузлів (конструктивне розміщення);

·          Вибір типу з’єднувальних кабелів;

·          Застосування спеціальних протизавадових притлумлювальних ланок (RC, VD-RC- кола, стабілітрони, варистори, притлумлювачі Transient Voltage Suppressors – TVS тощо);

·          Раціональна побудова функціональних вузлів тощо.

 

8.5.   Внутрішні засоби притлумлення електромагнітних завад

8.5.1.        Електричні засоби притлумлення електромагнітних завад

Такі способи реалізують зменшення рівня завад, створюваних ДВЕЖ КТ, шляхом впливу на електромагнітні процеси в джерелі. Так, слід згадати, що значно менший рівень небажаних спектральних складових має послідовність трапецієподібних імпульсів в порівнянні з меандром. Внутрішні засоби притлумлення завад спрямовані зазвичай на притлумлення напруг цих генераторів.

Осцилограми напруг і струмів, як моделей процесів в силових полях ДВЕЖ є інформацією для оцінювання інтенсивності згасання обвідної спектра завад.

Для послідовностей прямокутних та трапецієподібних імпульсів сформуємо вираз для спектру за рядом Фур’є:

                                          (8.17)

                    (8.18)

 

де А і t_імп – відповідно амплітуда імпульсів та їх тривалість; t_фр – тривалість фронту; Т – період слідування; f = w/2p – частота імпульсів; q – номер гармонічної складової; Sa(x) = sinx/x.

Форму спектра періодичної послідовності імпульсів зручно характеризувати логарифмічним амплітудним спектром (ЛАС) окремого імпульсу (табл. 8.2)

Форма ЛАС – ламана лінія зі зломами в точках f₁ = 1/pt_і (для послідовності прямокутних імпульсів,) та f₂ = 1/pt_ф (для послідовності трапецієподібних імпульсів). Точки заломлення розділяють на ділянки з різним рівнем завад. ЛАС послідовності прямокутних імпульсів має дві ділянки: f < f₁ – з незмінним рівнем завад і f > f₁ – з рівнем завад, який знижується на 20 дБ/декаду. ЛАС послідовності трапецієподібних імпульсів характеризують трьома ділянками: f < f₁ – з незмінним рівнем завад, f₁ < f < f₂ – з нахилом 20 дБ/декаду, f > f₂ – з нахилом 40 дБ/декаду.

Аналіз ЛАС дозволяє зробити висновок, що збільшення тривалості фронтів t_фр трапецієподібних імпульсів або тривалості t_імп прямокутних імпульсів призводить до зміщення відповідних точок заломлення ЛАС цих послідовностей у бік низьких частот, що звужує ширину спектра завад і зменшує їх рівень. Разом із тим збільшення t_фр призводить до зростання комутаційних втрат транзистора, що знижує ККД ДВЕЖ. Тому такий метод зниження ЕМЗ треба застосовувати з урахуванням енергетичних показників.

Меншим рівнем і більш вузьким спектром завад характеризують сигнали з експоненціальним фронтом, імпульси виду cos²x, із формою, близькою до синусоїдальної (наприклад, як у резонансних інверторів). Їх застосування в силових каскадах також є засобом зниження ЕМЗ.

Параметри спектра ЕМЗ залежать також від типу силових каскадів. Наприклад, перепад напруги на силових елементах первинного кола в однотактному та двотактному з відводом від середньої точки первинної обмотки трансформатора інверторах у два рази більше, ніж у мостовому та півмостовому. Тому й завади, створювані з цієї причини, будуть більшими.

В однотактному  прямому перетворювачі форма струму в колекторному колі "прямокутна" (ЛАС після злому має нахил 20 дБ/декаду), у зворотному – "трикутна" (ЛАС має нахил 40 дБ/декаду). Тому рівень завад, обумовлений формою імпульсу, в зворотному перетворювачі дещо менший, ніж у прямому.

Рівень імпульсів напруги та струму знижується, якщо застосувати ДВЕЖ КТ із неповною глибиною модуляції, які є композицією основного нестабілізованого джерела й невеликого стабілізувального пристрою у якості вольтододатньго або вольтовід’ємного пристрою.

 

Таблиця 8.2

Характеристики імпульсів різної форми.

№	Часові діаграми ППІ	Аналітичний вираз	Амплітудный спектр (АС)   імпульсу	Кусково-лінійна апроксимація обвідної АС
1	2	3	4	6
1
2         3
4         5
6
7
8
9
10
11
12
13
14

 

Важливим електричним засобом притлумлення електромагнітних та кондуктивних завад є корекція коефіцієнту потужності (Power Factor Correction − PFC).

Коефіцієнт потужності − комплексний показник, що характеризує лінійні та нелінійні спотворення, вношувані навантаженням в електромережу. Дорівнює відношенню активної та повної потужностей, що їх споживає навантаження: Характерні значення коефіцієнта потужності:

 − ідеальне значення;

 − добрий показник;

− задовільний показник;

− незадовільний показник;

− комп'ютерна техніка;

− двонапівперіодний випрямляч (схема Греца).

За наявності лише гармонічних спотворень коефіцієнт потужності дорівнює косинусу кута зсуву між струмом та напругою. Зсув може бути додатнім або від'ємним. За наявності лише нелінійних спотворень коефіцієнт потужності дорівнює частці потужності першої гармоніки струму в загальній активній потужності, що споживає навантаження.

         Технологія корекції коефіцієнта потужності (ККП;  PFC) передбачає забезпечення досить високих вимог щодо живлення від електромережі та щодо створюваних електромагнітних завад.

ДВЕЖ КТ споживають струм короткими імпульсами, форма споживаного струму відрізняється від синусоїдної, а його ефективне значення в кілька раз більше ніж у активного навантаження тієї ж потужності. Це призводить до необхідності мати значний запас потужності мережі, перевантажує нульовий провідник і створює додаткові завади в мережі. ДВЕЖ за класичною схемою хоч не створюють завад, але мають значний зсув фаз між вхідними струмом та напругою, що призводить до нераціонального використання енергії мережі.

         ДВЕЖ з PFC для електричної мережі є «чисто» активним навантаженням і тим самим оптимально використовують енергію мережі й вбудовані протизвадові фільтри забезпечують низький рівень завад.

 

Для обладнання класу D, що має визначену потужність не більшу ніж 600 Вт, таких типів:

·          персональні комп'ютери та монітори персональних комп'ютерів;

·          телевізійні приймачі.

 

Таблиця 8.3

Норми на емісію гармонік струму для обладнання класу D

Порядок гармоніки, n	Максимально допустима сила струму гармоніки на ват, мА/Вт	Макимально допустима сила струму гармоніки, А
3	3,4	2,30
5	1,9	1,14
7	1,0	0,77
9	0,5	0,40
11	0,35	0,33
(лише непарні гармоніки)

 

 

         Класифікацію методів корекції коефіцієнта потужності подано на рис. 8.10.

 

Рис. 8.10 Класифікація методів корекції коефіцієнта потужності

 

 

         На рис. 8.11 представлена схема низькочастотного коректора коефіцієнта потужності (PFC), що працює на частоті 100Гц. За додатної напівхвилі в момент переходу напруги мережі через нуль, транзистор VT1 відкривається на 1-2 мс, струм протікає через обмотку дроселя та діоди VD3, VD8. Коли транзистор переходить в розімкнений стан, енергія, накопичена в дроселі, передається в конденсатор фільтра та навантажувальне коло через діоди VD1, VD6. За від'ємної напівхвилі процес повторюється, але струми проходять крізь інші пари діодів. В якості навантаження підключають DC-DC перетворювач, який забезпечує необхідну напругу на виході ДВЕЖ. В результаті застосування низькочастотного коректора форма струму, що споживається від мережі має псевдо синусоїдальний характер з досить низькими гармонічними складовими (рис. 8.11 б) коефіцієнт потужності за максимального навантаження від 0.96 до 0.98. Перевагами представленої схеми є низькі втрати, можливість застосування низькочастотних компонентів, з меншою вартістю і більшою надійністю. Проте недоліками є значні габарити та маса низькочастотних реактивних елементів.

Рис. 8.11Низькочастотный ККМ: а − схема електрична принципова;

б − форма напруги та струму.

 

 

         Для зменшення розмірів елементів фільтру необхідно збільшити частоту перетворення. В більшості випадків буферні пристрої, ввімкнені між мережевим випрямлячем та вихідним перетворювачем, що працюють на частоті від 20 до 100 кГц та формують синусоїдний струм в навантажувальному колі, виконані за схемою підвищувального перетворювача, представленого на рис. 8.12. З'ясуємо його принцип дії.

         На вхід ККП через мережевий фільтр та випрямляч (на рисунку не відображені) надходить випрямлена напруга мережі U_вх − послідовність додатних півперіодів синусоїди з частотою слідування 100 Гц. Вхідний конденсатор Ci порівняно невеликої ємності (частки, одиниці мікрофарад) частково відфільтровує ВЧ імпульсні завади. Коли пристрій вмикають, поява напруги мережі вмикає в ІМС автогенераторне коло "Пуск", котре через логічний елемент 2-АБО формує пусковий імпульс, встановлюючи RS-тригер по входу S в стан "1".

         Вузол формування імпульсів керування "драйвер" активує транзистор-ключ VT1, подаючи на його затвор ступінчату напругу (близько 12 В). Канал сток-виток в транзисторі замикається, і через первинну обмотку трансформатора TV під дією вхідної напруги починає протікати лінійно змінюваний струм I_VD1 + I_VT1.

         В збільшеному масштабі діаграми струмів в ККП представлено на рис. 8.12 б, де складова I_VD1 + I_VT1, в трикутному імпульсі струму виділена суцльною сірою заливкою.          Розмикання транзистора відбудеться після того, як RS-триггер по входу R буде встановлений в стан "0". Момент розмикання визначається ШІМ-компаратором (Pulse Width Modulator − PWM) в результаті порівняння миттєвого значення струму комутації I_VD1 + I_VT1 (цей сигнал зчитують з "індикатора" струму Rs в колі витоку транзистора) − по інвертуючому входу, по неінвертуючому входу − відкорректовану аналоговим перемножувачем сигналів (перемноження миттєвого значення випрямленої напруги мережі живлення та підсиленного значення похибки встановлення вихідної напруги) U_CS.ref

 

Рис. 8.12 Високочастотний ККП: а − схема електрична функціональна;

б − діаграма струмів крізь елементи ККП

 

        

         Вказані моменти часу відповідають точкам А, В, С  т.д. на рис 8.12, огинальна яких (Inductor current peak envelope) в точності повторює форму вхідної напруги U_вх. Після розмикання комутуючого транзистора струм в первинній обмотці миттєво зникнути не може. Оскільки канал сток-виток знаходиться у висовоімпедансному стані, ЕРС самоіндукції первинної обмотки трансформатора відкриє закритий раніше діод VD1, і струм I_VD1 (права частина трикутного імпульсу на рис 8.12 б), зменшуючись з часом за абсолютним значенням, розгалуджується на зарядний струм I_C0 конденсатора С₀, та вихідний струм навантаження I_н
(рис. 8.12, а). На інтервалі часу, коли комутуючий транзистор замкнено, діод VD1 закритий, оскільки його анод знаходиться під нульовим потенціалом, а до катоду прикладено додатну напругу +U_н, і струм в навантаженні I_н підтримується виключно за рахунок заряду конденсатора С₀, ємністю в декілька десятків мікрофарад. Трансформатор ТV в наведеній схемі ввмікнено як багатообмотковий дросель, оскільки майже вся енергія, накопичена в первинній обмотці трансформатора і магнітопроводі на інтервалі часу, коли комутуючий транзистор замкнено, віддається в навантажувальне коло після розмикання транзистора.

         Значно менша частина енергії трансформатора витрачається для отримання сигналу про нульове значення струму в первинній обмотці перед черговим замиканням транзистора. Сигнал зменшення струму в первинній обмотці трансформатора з деяким коефіцієнтом трансформації передається у вторинну обмотку і відслідковується вузлом детектування нульового значення струму ZCD (Zero Current Detection). В момент часу, коли струм приймає нульове значення, вузол ZCD через логічний елемент 2-АБО знову встановлює RS-триггер по входу S в стан "1" і циклічний процес накоплення енергії в магнітороводі трансформатора, а потім передачі її до вихідного фільтруючого конденсатору і в навантаження повторюється.

         Як вже було сказано, обвідна значень струму в первинній обмотці трансформатора I_L1p (рис. 8.12, б) точно повторює форму вхідної синусоїдної напруги U_вх, а усереднене за півперіод значення струму I_VD1L (Low frequency diod current) складає приблизно половинний рівень I_VD1 + I_VT1, що і вимагається від ККМ − надати споживаному струму синусоїдної форми.

         На рис. 8.12,б показано також постійне значення вихідного струму I_н, рівне приблизно половині від амплітудного значення I_VD1 + I_VT1. Зазначимо, що сформовані автогенераторним вузлом "Пуск" пускові синхроімпульси слідують з періодом 75...150 мкс (максимальна частота повторення не перевищує 13 кГц). Оскільки мінімальну робочу частоту перетворення в ККМ зазвичай обирають не меншою 35 кГц, після виходу пристрою на робочий режим вузол запуску ніяк не впливає на процеси, що протікають в пристрої.

 

         Вищеописаний ККП розрахований на потужність до 100 Вт. За потужностей понад 3 кВА в якості ККП застосовують два однотактні підвищувальні перетворювачі (бустери). Транзистори керуються високочастотними ШІМ сигналами незалежно, кожен у відповідний момент мережевої напруги. Така схема містить два дроселі, але внаслідок зменшення кількості силових діодів зменшуються втрати потужності в ККП.

         Як приклад потужних схем можна також запропонувати ККП з диференційним входом (рис. 8.13)

Рис. 8.13 ККП з диференційним виходом: а − з одним дроселем, б − з двома дроселями.

 

         Застосовують методи керування силовими транзисторами Наприклад, для формування кривої вхідного струму можна використовувати давач сили струму дроселя і давач  випрямленної напруги мережі. Проте найчастіше застосовують ШІМ керування коректором.

         Пасивні ККП виконані як LC-фільтрів зі значними індуктивностями та ємностями
(рис 8.14). Такі ККП найчастіше навантажено на стабілізований імпульсний перетворювач знижувального типу і вже останній підключено до навантажувального кола.

 

Рис. 8.14 Пасивний коректор коефіцієнту потужності, схема електрична принципова.

 L1 = 105 мГн, r_L1 = 1 Ом, L2 = 30,4 мГн, C2 = 37 мкФ, r₂ = r_L2+r_C2 = 0,1 Ом,

C1 = 940 мкФ, r_C1 = 0 Ом, RН = 122,5 Ом. К_НИ = 0.999, cosj = 1.000, К_М = 0.999, К_Г = 3.6%

        

         За умов роботи пасивного ККП на імпульсний стабілізатор напруги типу ПН, коефіцієнт потужності залежить від коефіцієнту заповнення , − різко знижується з ростом . Також за умов перевантаження можливе виникнення неробочих режимів в парі "пасивний ККП − стабілізатор ПН".

 

Базовим заходом є також застосування захисних ланок. Електромагнітні завади створюються також за умови протікання крізних струмів, імпульсних струмів у навантажувальному колі, коливальних процесів, які виникають у паразитних контурах у перехідних режимах. Тому кола, призначені для запобігання крізних струмів; демпфувальні С, RC, VD-RC-ланки; розмагнічувальні обмотки в трансформаторах однотактних перетворювачів і дроселях; деякі ланки, які формують траєкторію робочої точки силових трансформаторів, можна вважати електричними засобами притлумлення ЕМЗ.

Засобом для зменшення рівня завад є раціональний вибір елементної бази. Так, конденсатори повинні мати мінімальні паразитні параметри активного та індуктивного опорів,  моткові вироби – мінімальні індуктивність розсіювання й паразитну ємність, транзистори й тиристори – відповідні частотні властивості, випрямні діоди повинні бути високочастотними й мати плавне відновлення зворотнього опору або їх треба шунтувати.

 

На рис. 8.15 наведено схеми ланок, які застосовують на практиці.

Рис. 8.15 Кола захисту контактів:

а – з С-ланкою;  б – з RC-ланкою;  в – з VDRC-ланкою

 

С-ланка. Є одним з найпростіших методів захисту полягає у підключенні паралельно з контактами конденсатора (рис.8.15а). За умов великого значення ємності конденсатора струм навантаження в момент розмикання контактів протікає через конденсатор, тому дуговий розряд не виникає. Однак, коли контакти розімкнуті, конденсатор заряджається до значення напруги живлення U_ж. Далі, коли контакти в стані замикання, починається розряд конденсатора через них із початковим розрядним струмом, обмеженим лише опором провідників і контактів. Із збільшенням значення ємності та напруги електроживлення, більш руйнівною є дуга в момент замикання, внаслідок додаткової енергії, накопиченої в конденсаторі.

Тому С-ланка не є кращим засобом. Проте, якщо конденсатор застосовують як захисне коло, значення ємності розраховують за формулами наведеними нижче.

RC-ланка. На рис. 8.15б наведена схема, у якій подолано недоліки схеми (рис. 8.15а) внаслідок обмеження розрядного струму конденсатора. Це досягнуто підключенням послідовно з конденсатором резистора R. Для контактів, які замикають, потрібно, щоб опір цього резистора був якнайбільшим (для обмеження розрядного струму). Однак, за умов розімкнення контактів необхідно мати незначний опір, оскільки резистор зменшує ефективність запобігання дугового розряду. Тому значення опору R слід обирати з компромісу між цими суперечливими вимогами.

Обмеження, що накладають на значення R:

 

,

(8.19)

 

де R_н – значення опору кола навантаження.

Значення ємності C вибирають, на підставі двох вимог:

·          пікове значення напруги на контактах не повинне перевищувати 300 В (щоб не виник тліючий розряд);

·          значення початкової швидкості зростання напруги на контактах повинна бути менше 1 В/мкс (щоб не допустити дуговий розряд).

Значення пікової напруги на конденсаторі обчислюють із нехтуванням опору кола. Вся енергія, накопичена в котушці індуктивності, перетікає в конденсатор. За цих умов:

,	(8.20)
звідки
,	(8.21)

де I₀ – сила струму, що протікає через котушку індуктивності до розмикання   контактів.

 

Значення ємності конденсатора C доцільно обирати на підставі того, щоб (U_с)_пік не перевищувало 300 В. Отже,

 

.

(8.22)

 

Крім того, для обмеження початкової швидкості наростання напруги на контактах значенням 1 В/мкс, щоб не допустити дуговий розряд значення ємності:

 

.

(8.23)

 

Зауважимо, що (в 8.20) сила струму І₀ – ампер, ємність С – фарад.

Потрібно також, щоб у LC-колі загасання було вище критичного. Для цього необхідно, щоб було забезпечена нерівність:

 

.

(8.24)

 

де R₁ – значення загального опору, підключеного послідовно з LC-колом

            (R₁ = R_L+R).

VDRC-ланка (з діодом). На рис. 8.15в наведено ланку захисту контактів, у якій немає недоліків ланок, наведених на рис. 8.15a та 8.15б. Якщо контакти розімкнуті, конденсатор С заряджений до значення напруги електроживлення з полярністю,  яка вказана на рис. 8.15в. В стані замикання контактів має місце розряд конденсатора через резистор R, який обмежує силу струму. Проте за умов розмикання контактів діод VD закорочує резистор, що створює безпосередній шлях для струму через конденсатор. Значення допустимої зворотної напруги пробою діода повинна бути вище значення напруги електроживлення, а значення допустимого імпульсного струму – більше максимального значення сили струму навантажувального кола.

Значення ємності конденсатора вибирають так само, як для кола з RC-ланкою.

Оскільки діод за умов розмикання контактів замикає резистор, вибирати компромісне значення опору в цій схемі не потрібно.

Значення опору R вибирають таким чином, щоб він обмежував струм в стані замикання контактів до значення, менше ніж 0,1 дугового струму:

 

(8.25)

 

VDRC-ланка забезпечує найкращий захист контактів, однак цей спосіб є  дорожчим. Крім того, його не можна застосувати в колах змінного струму.

 

 

8.5.2.        Конструкторські засоби притлумлення завад

 

Конструкторські засоби та заходи зниження ЕМЗ усувають або послаблюють паразитні ємнісні та індуктивні зв’язки між ДВЕЖ і мережею, створюють шунтувальні кола для струму завади, знижують рівень завад в навколишньому середовищі: індукції – наведення – в ближній зоні, випромінення – в дальній зоні.

Це забезпечують раціональним розташуванням вузлів  один відносно одного, корпусу ДВЕЖ і застосуванням спеціальних екранувальних елементів.

Розташування електростатичних екранів між обмотками трансформаторів силового кола й кола керування, якщо з’єднати їх із вхідним та вихідним колами трансформатора, дозволяє створити шунтувальне коло для струму завади всередині вузлів ДВЕЖ, зменшує складову, яка проходить по корпусу (шасі) й землі.

В якості екрана застосовують незамкнутий виток мідної фольги. Розміщення екранів показано на рис. 8.16, а, електричну схему з’єднання – на рис. 8.16, б. Якщо екран, розміщено між первинною та вторинною обмотками, та з’єднано з проводом живлення первинної обмотки, тоді він замикає струм завади в цьому контурі, перекриваючи шлях до вторинного кола. Якщо вторинна обмотка – високовольтна, застосовують додатковий екран між первинною й вторинною обмотками. Його з’єднання з колом вторинної обмотки, перешкоджає поширенню завад із вторинного в первинне коло.

 

Рис. 8.16 Застосування екранів в трансформаторі: а − розміщення екранів;
б - схеми з’єднання: 1 − первинна обмотка; 2, 3 − екрани між обмотками; 4 − вторинна обмотка;  5 − магнітопровід

 

Один із головних шляхів поширення несиметричного струму завади є через паразитну ємність між колектором силового транзистора й радіатором (тепловідводом) С_к–р. Цей шлях усувають з’єднанням радіатора з колекторним або емітерним колами транзистора. Проте, якщо радіатор уземлено, то для зменшення цієї ємності, яка за умови застосування слюдяної прокладки складає десятки-сотні пікофарад, і створення замкнутого внутрішнього контуру струму завади, застосовують екранувальну шайбу з двох непровідних та одного провідного шару (рис. 8.17. а). Шлях шунтування струму завади показано на рис. 8.17, б.

Рис. 8.17 Застосування екранувальної “шаруватої” шайби: а − розміщення шайби;

б − схема, що ілюструє дію шайби: 1 − радіатор; 2, 4 − непровідні пластини;

3 − провідна пластина; 5 − транзистор

 

Застосування екранувальної шайби призводить до зменшення струму через завади в електричній мережі приблизно на порядок.

З метою притлумлення паразитних ємнісних та індуктивних зв’язків міжвузловий монтаж ДВЕЖ повинен бути компактним, за можливостю виконаним ²в лінію², тобто послідовно вузол за вузлом; конденсатори слід розміщувати так, щоб монтажні проводи мали мінімальну довжину. Сигнальні й силові провідники повинні бути рознесені й виконані екранованим проводом.

Також важливим засобом притлумлення завад є правильне виконання уземлення.

Повинна бути мінімізована напруга завада за умови проходження струмів від двох і більше кіл через загальний опір землі й вилучені контури уземлення, чутливі до магнітних полів і різниці потенціалів землі.

Необхідність у земляній шині в електронній апаратурі обумовлена вимогами безпеки та реалізації опорного еквіпотенціального рівня сигнальних кіл. Шина захисного уземлення звичайно має потенціал землі, для ²сигнальної землі² ця умова - необов’язкова. В електронних схемах, у яких застосовуються реле, двигуни та інші електромеханічні пристрої, ²сигнальну землю² кіл керування треба відокремлювати від ²шумлячої землі² указаних пристроїв.

Таким чином, у електронній апаратурі за умови формування ²сигнального², ²шумлячого², корпусного (захисного) земляних кіл задача раціонального уземлення ускладнюється.

Для ²сигнальної землі² на частотах до 1 МГц  віддають перевагу заземленню в одній точці, вище 10 МГц – кращі результати забезпечує система уземлення в кількох точках проводами мінімальної довжини. У діапазоні 1...10 МГц уземлення виконують у одній точці, якщо найдовший провідник уземлення коротший за 1/20l, інакше застосовують багатоточкове уземлення.

²Сигнальну², ²шумлячу² й корпусну землі разом слід з’єднувати тільки в основному, тобто мережевому, джерелі живлення. Уземлення  екранів і вузлів повинно виконуватися проводом із мінімальним повним опором. Також низькоомними проводами треба виконувати шини живлення.

Схему ДВЕЖ із БТВ на основі прямого однотактного перетворювача із застосуванням протизавадових засобів (C, RC, VD-RC-кола, екрани в трансформаторах, шарувата шайба), показано на рис. 8.18.

Рис. 8.18 Схема ДВЕЖ КТ та протизавадовими елементами

 

Простим, але ефективним засобом зменшення завад в навколишньому середовищі є симетрування електричних кіл звиванням проводів, якими протікають однакові за значенням протифазні струми. Тому електромагнітні поля компенсуються. У випадку двостороннього друкованого монтажу провідники треба розміщувати паралельно на протилежних площинах монтажної плати.

Монтажну схему зі звитими проводами ДВЕЖ із БТВ на основі двотактного інвертора з відводом від середньої точки первинної обмотки трансформатора із застосуванням екранування окремих вузлів і кіл показано на рис. 8.19.

Рис. 8.19 Умовна схема раціонального монтажу ДВЕЖ

 

Досвід показує, що застосування лише тільки внутрішніх заходів дає зниження рівня кондуктивних завад приблизно на 20...25 дБ, що недостатньо для забезпечення регламентованих рівнів напруги й напруженості поля електромагнітних завад. З’ясуємо додаткові зовнішні засоби притлумлення ЕМЗ – екранування й застосуванням проти завадових фільтрів (ПЗФ).

 

 

 

 

 

 

8.6.   Зовнішні засоби притлумлення електромагнітних завад

 

8.6.1.        Екранування

 

Екран (металева перегородка) призначена для локалізації електромагнітного поля ДВЕЖ і його вузлів із метою зменшення рівня напруженості поля в навколишньому середовищі, або для захисту важливих вузлів від зовнішнього поля (рис. 8.20, а).

Рис. 8.20 До принципу дії екранів: а − локалізація завад в середині екранованого простору та захист від зовнішніх полів; б − екранування магнітного поля внаслідок дії вихрових струмів

 

Фізичний сенс екранування  електричного поля металевим листом, з’єднаним із корпусом приладу, полягає в формуванні короткого замикання на корпус для кола, створеного паразитною ємністю між вузлами, які екранують один від одного. Цей принцип  застосовано для вивчали екранування обмоток трансформатора й використання екранувальної шайби (п. 8.5.2 і рис. 8.16, 8.17).

Для аналізу ефективності екранування можна моделювати процес притлумлення поля на основі генерації в екрані струмів, що створюють поле, яке компенсує первісне поле в певних (обмежених екраном) областях простору (рис. 8.20, б).

Ефективність екранування електричного й магнітного полів визначають як:

 

[ дБ],      [дБ],

(8.26)

 

де ,  – коефіцієнти ефективності екранування,

 – напруженість відповідних складових електромагнітного поля до екрану,

 – напруженість відповідних складових електромагнітного поля безпосередньо за екраном.

Ефективність екранування залежить від частоти, конфігурації екрана, розміщення всередині екрана джерела емісії, виду поля, напрямку його поширення й поляризації.

Найчастіше для оцінки ефективності екранування застосовують модель як великийі плоский лист з провідного матеріалу.

Для електромагнітної хвилі, яка падає на металеву  поверхню, характерні два види втрат. Хвиля частково відбивається від поверхні, а її невідбита частина заломлюється в середовищі екрана й  в процесі поширення ослаблюється. Це явище характерне для ближнього та дальнього електричного й магнітного й дальнього електромагнітного поля. Втрати на відбиття залежать від виду поля й повного хвильового опору середовища.

Загальна ефективність екранування матеріалу дорівнює сумарним втратам на поглинання – , втратам на відбиття – , та додаванням корегувального параметру – , який враховує багатократне відбиття в екрані:

, [дБ].

(8.27)

Коефіцієнт ефективності екранування внаслідок втрат на поглинання: 

,

(8.28а)

де d – товщина екрану в міліметрах;

 – відносна питома провідність ;

=5,7·10⁷ Cм/м – питома провідність міді;

 – відносна магнітна проникність.

Значення  і  різних матеріалів екранів, наведено у табл. 8.4. Розрахунок  для ближньої і дальньої зони однаковий.

 

Таблиця 8.4

Данні  і  деяких матеріалів

Матеріал	Відносна питома провідність	Відносна магнітна проникність
Мідь	1,00	1
Сталь	0,10	1000
Срібло	1,05	1
Алюміній	0,61	1
Золото	0,70	1
Латунь	0,26	1

        

Режим роботи екранів, заснований на дії вихрових струмів у їхній товщі, називають електромагнітним. У такому режимі екрани працюють у смузі частот від 1...10 кГц до 100...1000 МГц, тобто в усьому нормованому діапазоні.

 

Коефіцієнт ефективності екранування внаслідок відбиття:

,

(8.28 б)

де Z₁ – модуль імпедансу навколишнього середовища. В ближній зоні виділяють

, та .  () − повна діелектрична (магнітна) проникність матеріалу екрану, r − відстань від джерела завади до екрану.

Z₂ – модуль імпедансу матеріалу екрану,.

Отже, в ближній зоні:

,

(8.28в)

В дальні зоні  і для вільного простору , тому:

(8.28г)

Вплив багатократного відбиття враховують лише для магнітної складової поля:

.

(8.28д)

де де d – товщина екрану в міліметрах; d – еквівалентна глибина проникнення електромагнітної хвилі в товщу металу, мм.

	(8.29)

Ефект багатократного відбиття призводить до несуттєвого зниження ефективності екрана, і за умови  дБ його не враховують.

Узагальнені дані щодо екранувальних властивостей матеріалів наведено в табл. 8.5

 

Таблиця 8.5

Якісні показники екранувальних властивостей суцільних екранів

Матеріал	Частота, кГц	Втрати на поглинання1) усіх видів полів, дБ	Втрати на відбиття2)
			ближня зона		дальня зона
			магнітного поля	електричного поля	плоскої хвилі
Магнітний (μr=1000,σr=0,1)	<1 1-10 10-100 >100	0-30 30-90 >90 >90	0-10 0-30 10-30 10-60	>90 >90 >90 60-90	>90 >90 60-90 30-90
Немагнітний (μr=1, σr=1)	<1 1-10 10-100 >100	0-10 0-10 10-30 30-90	10-30 30-60 30-60 60-90	>90 >90 >90 >90	>90 >90 >90 >90

 

Примітки:

1.         для екрана завтовшки 0,8 м.

2.        для відстані 1м від джерела завад (із зменшенням відстані ефективність екранування спадає; із збільшенням – навпаки).

 

         Для проведення практичних розрахунків зручно користуватися наближеними формулами для однорідного плоского екрана:

,

(8.30)

 

 

де s_мет – питома провідність металу, См/м (мідь – 5.7×10⁷; сталь – 10⁷; алюміній–3.3×10⁷);
d – товщина металу, м; d – еквівалентна глибина проникнення електромагнітної хвилі в товщу металу, м.

З аналізу формули (8.25) виходить, що ефективність екрана залежить від частоти, властивостей матеріалу та його товщини.

Якщо частоти порівняно низькі (0.1...10 кГц), екрани – тонкі й виконується умова
d/d < 0.8, ефективність екрана збільшується зі зростанням питомої провідності й не залежить від магнітної проникності матеріалу. У цьому випадку можна вважати більш ефективним використання алюмінієвого, а ще краще мідного екрана.

Проте зі зростанням частоти й деяким збільшенням товщини кращі екранувальні властивості має сталь.

Ефективність стального й мідного екранів однакова за умови граничної частоти, Гц

(8.31)

 

Якщо f < f_гр, то доцільно застосовувати мідь, якщо f > f_гр – сталь. Наприклад, якщо
d = 0.5 мм і m ³ 100, починаючи з частоти завади, f = 20 кГц, ефективнішим буде стальний екран.

У діапазоні частот 10...150 кГц для ефективного екранування електромагнітного поля рекомендовано застосовувати феромагнітні матеріали з високою магнітною проникністю, великою питомою провідністю й порівняно великою товщиною. У діапазоні частот 150 кГц...10 МГц  застосовують мідь, сталь, латунь, алюміній. У цьому діапазоні частот необхідно враховувати втрати на відбиття та поглинання, при цьому максимальні втрати на поглинання вносять стальні екрани, на відбиття – мідні екрани. На частотах 10 МГц...1 ГГц екранування від електромагнітних полів не створює значних утруднень.         Для покращення екранування на різних частотах застосовують багатошарові екрани. Коефіцієнт екранування багатошарового    екрана   значно   більший   добутку   коефіцієнтів   екранування   кожного   з екранів. На практиці звичайно застосовують екрани однакової    товщини з проміжками між ними 0.5... 1.0 мм.

На підставі аналізу характеристик екранувальної дії матеріалів у широкому діапазоні частот, технологічності виготовлення екранів із різних матеріалів та їх  вартості, можна зробити висновок, що в багатьох практичних випадках доцільно виготовляти екрани зі сталі товщиною 0.5...2 мм. Унаслідок того, що мідь вносить більше згасання ніж сталь внаслідок відбиття, доцільно виготовляти двошаровий екран "мідь – сталь" або покривати стальний екран тонким шаром міді зі сторони джерела завад, тобто ДВЕЖ.

Водночас з екрануванням всього ДВЕЖ у цілому необхідно проводити екранування елементів ДВЕЖ, які створюють звади в навколишньому середовищі високого рівня: трансформатори, транзистори, дроселі т. ін.. Наприклад, доцільно виконувати дроселі ДВЕЖ на магнітопроводах типу Б – тоді магнітопровід виконує функцію екрану.

Крім металевих листових матеріалів для екранування застосовують фольгові, сіткові матеріали, струмопровідні фарби, використовують металізацію поверхонь, за допомогою фероеластів виготовляють еластичні екрани для високочастотних полів, застосовують інші засоби (радіопоглинаючі матеріали, спеціальні тканини, електропровідний клей).

 

8.6.2.        Протизавадові фільтри (ПЗФ)

 

1.        Вимоги до ПЗФ. Особливості їх роботи

 

Для притлумлення кондуктивних завад додатково до внутрішніх заходів застосовують спеціальні ПЗФ.

Протизавадові фільтри працюють за умови великої мережевої напруги й сили струму, споживаних від мережі, вносять необхідне затухання в широкому діапазоні частот.

За своїм призначенням ПЗФ – це широкосмугові фільтри нижніх частот (ФНЧ), які пропускають у ідеальному випадку без згасання постійний струм або струм промислової частоти (50; 400 Гц) і не пропускають високочастотні струми радіодіапазону. Між смугою пропускання й затухання знаходиться широкий проміжний діапазон (за винятком спеціальних вимог), тому ПЗФ звичайно виконують за порівняно простими схемами індуктивно-ємнісних фільтрів типу LC.

Ефективність ПЗФ, як і любого фільтра, залежить не тільки від параметрів його елементів, але й значень повних опорів вхідного (генератора завади, у даному випадку – ДВЕЖ) і вихідного (мережі, еквівалента мережі) кіл.

Для розрахунку будь-якого ПЗФ повинні бути відомі: рівень завад, створюваних пристроєм – генератором завад, повний внутрішній опір джерела завад Z_д, допустимий рівень на рецепторі завади, повний опір рецептора завади Z_р.з. Два останні параметри регламентовані, а два інші можуть бути розраховані або виміряні.

Згасання, яке вносить ПЗФ, у децибелах визначають за формулою

 

(8.32)

 

де Z_р.з, Z_д, − імпеданси рецептора та джерела завад відповідно, 

E − ЕРС джерела завад,
U_р.з − напруга завад на рецепторі, зрозумілі з рис. 8.21, а, б.

 

Рис. 8.21 Базові схеми ланок ПЗФ: а − узагальнена схема; б − П-подібний фільтр;
в − Т-подібний фільтр; г  − Г-подібний фільтр.

 

         З (8.9) маємо для:

П-подібного ФНЧ  (рис. 8.21, б)

(8.33)

 

 

Т-подібної ланки (рис. 8.18, в)

(8.34)

 

 

Г-подібної ланки (рис. 8.18, г)

(8.35)

 

 

 

де Z_L i Z_C – повні опори дроселя й конденсатора фільтра.

Наведені формули складено за топологією схем та не враховано вплив поля, створюваного вхідними струмами на вихідні кола фільтра, та конструкцією фільтра.

Вказані фактори обумовлюють між елементами фільтра паразитні зв’язки, які також впливають як і паразитні параметри елементів фільтра. Тому згасання фільтра знижується. Крім того, внаслідок створення паразитних резонансних контурів на деяких частотах рівень завад може навіть зростати. Тому під час конструювання фільтра треба передбачити виконання монтажу ²у лінію². Зазначимо особливості застосування ПЗФ різного типу:

Фільтр С-типу – фактично - прохідний конденсатор, котрий шунтує заваду на землю (уземлює  її). Добре працює за високих імпедансів джерела і навантаження. Вище частоти зрізу крутизна характеристики вношуваного загасання складає 20 дБ на декаду. Слід уникати застосування цього фільтру в колах, де можливі перенапруги або нестаціонарні процеси.

Фільтр Г-типу слід застосовувати там, де імпеданси джерела та навантаження суттєво відрізняються. Індуктивність має розташовуватися з боку низькоомного кола. вище частоти зрізу крутизна характеристики вношуваного загасання складає 40 дБ на декаду.

Фільтр П-типу (в англомовній літературі – типу π) має два прохідних конденсатори, що уземлюють заваду, та індуктивність між ними. Такий фільтр створює високий імпеданс змінному струму як для джерела так і для навантаження. Найбільш підходить для застосування в колах з високими, відносно рівними за значенням імпедансами джерела та навантаження. Вище частоти зрізу крутизна характеристики вношуваного загасання становить 60 дБ на декаду.

Фільтри 2П-типу, 2Т-типу та інші застосовують в умовах, подібних з умовами застосування фільтрів П- та Т-типу, але у випадках, коли є більш високі вимоги до характеристик фільтру або необхідне ефективне притлумлення завад в нижній частині робочого діапазону частот від 10_кГц. Застосовують багатоелементні композиції з 5-ти та більше індуктивностей та прохідних конденсаторів. Висока крутизна характеристики вношуваного згасання в лінійних фільтрах, призначених для телефонних ліній та ліній передачі даних.

За необхідності, в мережевих фільтрах можуть бути елементи притлумлення нестаціонарних процесів (перенапруги, спричинені аварійними режимами в електромережі, блискавками тощо) – варистори, TVS напівпровідникові прилади.

Специфічною особливістю ПЗФ є необхідність притлумлення двох видів завад: симетричних (differential mode) і несиметричних (common mode).

На значення LC-елементів, призначених для притлумлення симетричних завад, обмежень немає. Шлях симетричної завади відомий, тому її притлумлення є звичайним. Конденсатори для притлумлення симетричних завад підключають між проводами й позначають С_х.

Значно складніше притлумлювати несиметричні завади: з одного боку – шлях несиметричної завади неконтрольований, а з іншого боку – значення ємностей несиметричних конденсаторів С_у обмежені за вимог техніки безпеки.

Це зумовлено тим, що за допустимих значень струму спливу на рівні 0,5...4,5 мА в мережі 220 В; 50 кГц значення ємності несиметричних конденсаторів не повинно перевищувати відповідно 6800...62000 пФ.

На основі моделі поширення несиметричної завади (рис. 8.6, б) з’ясуємо порядок синтезу фільтра та оцінимо його ефективність.

На рис. 8.22, а показано розвиток моделі з урахуванням застосування ДВЕЖ (у корпусі– екрані) і ПЗФ як конденсатора С_у (С_г-к – ємність між елементом-генератором завади й корпусом, С_к-з – між корпусом і землею). Нехай: С_г-к = 200 пФ та С_г-к >> С_к-з (), а також , отримаємо рівень напруги несиметричних завад на опорі мережі (еквівалента мережі )  за відсутності конденсатора С_у

(8.36)

Рис. 8.22 ДВЕЖ з елементами притлумлення несиметричних завад:

а − модель з застосуванням С_у; б − еквівалентна схема для моделі з застосуванням С_у;

 в − модель з CLC-фільтрами; г − еквівалентна схема для моделі з CLC-фільтрами

 

За умови наявності конденсатора С_у=5100 пФ і умов:  і , отримаємо

 

(8.37)

 

З (8.36) і (8.37) визначимо згасання, яке вносить фільтр

 

(8.38)

 

Збільшення значення затухання, яке вносить фільтр, досягають ускладненням фільтра шляхом застосування дроселя та двох конденсаторів (ємність кожного повинна бути у два рази менша, тому що загальна ємність не повинна перевищувати допустимого значення, рис. 8.22, в). З урахуванням прийнятих припущень, за еквівалентною електричною схемою
рис. 8.22, г для С_г-к = 200 пФ, С_у1 = С_у2 = 2400 пФ, L = 10 мГн, на частоті 150 кГц, маємо

 

 

(8.39)

 

 

У проаналізованих моделях генератор завади умовно показано однополюсним відносно землі. В реальних умовах елементи ПЗФ повинні встановлюватись для кожного з мережевих проводів.

У зв’язку з цим дроселі, включені (за умови двопровідної однофазної мережі) кожний у свій провід, виконують на спільному магнітопроводі (двообмотковий дросель). Його обмотки підключають так (рис. 8.23, а), що магнітні потоки, створювані в осерді навантажувальним струмом, взаємно протилежні й індуктивність дроселя для цього струму та струму симетричної завади відповідає індуктивності розсіювання. Падіння напруги живлення на ньому близько до нуля. Для струмів несиметричної завади, які протікають проводами в одному напрямку, такі дроселі є великим опором (орієнтовно в чотири рази більше, ніж звичайний однопровідний дросель).

 

2.            Схеми протизавадових фільтрів

 

Розглянемо конкретні схеми ПЗФ. Ефективність ПЗФ великою мірою залежить від опору генератора завад Z_д. Для несиметричної завади цей опір великий (визначають паразитною ємністю від одиниць до сотень пікофарад). Для симетричної завади у ДВЕЖ із БТВ цей опір визначають значенням повного опору конденсатора вхідного фільтра (десятки мікрофарад), і  він порівняно невеликий.

Тому елементи фільтра, призначені для притлумлення симетричних завад (Z_д < 150 Ом), починаються (зі сторони ДВЕЖ із БТВ) із дроселя, а для несиметричних (Z_д >> 150 Ом) – із конденсаторів (рис. 8.23, б). Якщо ж і для симетричної завади вихідний опір великий (трансформаторний ДВЕЖ), то симетричні й несиметричні конденсатори встановлюють паралельно (рис. 8.23, а).

Якщо притлумлення завад від високоомного джерела не більше, ніж на 10...30 дБ, достатньо застосування тільки ємнісних елементів.

Одноланкові індуктивні фільтри забезпечують притлумлення завад на 30...50 дБ. Притлумлення завад на 40...60 дБ може бути досягнуто в дво-, три- ланкових LC-фільтрах.

Схему фільтра, який забезпечує в діапазоні частот 0.15...30 МГц згасання в межах 40 дБ, показано на рис. 8.23, а. Згасання до 60 дБ у цьому самому діапазоні забезпечує складніший ПЗФ, схему якого наведено на рис. 8.23, б.

Схему компактного ПЗФ із застосуванням сучасної елементної бази представлено на  рис. 8.23, в, а залежність затухання, яке він вносить, симетричними й несиметричними шляхами поширення завади від частоти – на рис. 8.23, г.

На рис. 8.23, д, е наведено схему та частотну залежність затухання, яке вносить фільтр, для несиметричних завад трифазного ПЗФ (ГОСТ 11001–80 передбачає для трифазної мережі вимірювання тільки несиметричних завад).

При конструюванні ПЗФ треба намагатися максимально зменшити довжину провідників від генератора завади до ПЗФ. Фільтр доцільно екранувати, застосовуючи в якості екрана корпус; несиметричні конденсатори, як правило, прохідні, повинні встановлюватися на корпусі в місці виходу (входу) проводів від фільтра. Усередині фільтр повинен бути розділений екранними перегородками на окремі відсіки, корпус (екран) фільтра повинен бути суцільним без щілин. Доцільно підключення проводів виконувати за допомогою екранованих рознімів.

 

Рис. 8.23 − Схеми ПЗФ та характеристики затухання, що вони вносять:

а − на 40 дБ; б − на 60 дБ; в − з чотирьох дротовими та прохідними конденсаторами;

г − затухання, що вносить фільтр за схемою в; д − трифазний ПЗФ;

 е − затухання, що вносить фільтр за схемою д 

 

Детальніші рекомендації з проектування ПЗФ наведено в спеціальній літературі. Вітчизняна промисловість випускає серійні ПЗФ типу ФП на струми від 1 до 70 А, для мережі постійного струму – з напругою до 1600 В, змінного струму частоти 50 Гц – до 500 В, 400 Гц – до 250 В, які забезпечують притлумлення завад у діапазоні частот 0.15...1000 МГц на 60, 80 і 100 дБ. Дані деяких із 16 типів наведено в табл. 8.6.

Для притлумлення завад у діапазоні частот 5...10000 МГц з ефективністю 80 дБ застосовують малогабаритні фільтри типу ФБ (робочий струм до 100 А, робочі напруги постійного струму до 500 В, змінного 50 Гц – до 250 В, 400 Гц – 250 В, 3000 Гц – 60 В). За необхідності притлумлення завад у діапазоні НВЧ застосовують поглинальні фільтри типу ФПС.

Таблиця 8.6

Дані деяких фільтрів типу ФП

Тип фільтра	Робочий струм,  А	Напруга фаза– корпус ~50 Гц, В	Затухання в полосі 0,15... 1000 МГц, дБ	Габаритні розміри, мм	Об’єм, дм3	Питома потуж- ність по об’єму, Вт/дм3	Маса, кг
ФП-1 ФП-3 ФП-5 ФП-9 ФП-12 ФП-14 ФП-15 ФП-24	2.5 4 10 4 20 40 70 2.5	220 220 220 380 220 500 220 220	60 60 60 80 100 100 100 80	350´100´60 430´150´80 430´150´80 470´170´80 560´210´80 560´210´80 800´210´150 280´85´60	2.1 5.16 5.16 6.4 9.4 9.4 25.2 1.43	261 171 426 237,5 468 2127 611 384.6	2.4 5.0 5.4 6.1 8.5 9.5 40.0 1.8

 

Додаткову інформацію щодо технічних характеристик, конструктивного виконання та особливостей застосування ПЗФ можна знайти на сайтах та в каталогах відомих виробників:

Corcom − www.cor.com, www.corcom.com,

Murata Electronics − www.murata.com,

Siemens, Sprague, Tyco Electronics, та інші.

В цілому для цільового застосування можна знайти достатню кількість моделей фільтрів, що будуть задовольняти заданим вимогам.

 

3.        Елементна база протизавадових фільтрів

 

Особливістю елементної бази ПЗФ є збереження технічних характеристик  у широкому діапазоні частот.

У якості симетричних для мереж змінного струму промислової частоти 50 Гц застосовують частотні конденсатори типів: К75-10, К42У-6, МБГЧ; у мережах підвищеної частоти: К75-31 (у мережі до 400 Гц), К77-5 (до 3 кГц), К72-11 (до 10 кГц). Ефективні широкосмугові симетричні конденсатори металоплівкові К73-21 (0.1...10 мкФ, U_роб = 50, 160, 250, 500 В, U_~ = 127 і 220 В), які включають у розрив мережі зі струмом до 4...10 А за допомогою чотирьох виводів. У конденсаторі К73-21 індуктивності виводів не спричиняють негативного впливу, більш того – їх використовують в якості послідовного елемента фільтра.

Для роботи в колах постійного струму застосовують конденсатори типів: К76-3, МБМ, КСО т. ін..

Несиметричні завади ослабляють у діапазоні частот до 30 МГц конденсаторами типу К75П-4 і К3, які рекомендовано підключати безпосередньо до мережних затискачів електропристрою без застосування додаткових з’єднувальних провідників. У діапазоні частот вище 30 МГц застосовують прохідні конденсатори, які встановлюють безпосередньо на стінці екрана або корпусу. Серед них перспективні: К10П-4, К10-44 (680 пФ ... 0,022 мкФ, U = 250 В). Залежності повного опору деяких конденсаторів від частоти показано на рис. 8.24.

 

Рис. 8.24 Частотні характеристики повного опору конденсаторів: а − звичайної конструкції 1 та прохідного 2; б − різних типів

Зручними для застосування є конденсаторні ємнісні блоки типів 3Б і К75-37, які складаються із симетричного та двох несиметричних конденсаторів (конденсатори С1 і С2, С3 рис. 8.25, а). Конденсатори К75-37 виконані на рівні кращих світових  зразків виробів такого типу.

Ефективність конденсаторних блоків на високих частотах значно зростає, якщо на їхні виводи надіти феромагнітні трубки або намистинки, які створюють дроселі безвиткового типу. Для цього рекомендують застосовувати феритові трубчаті осердя типу М600НН–2,8´0,8´12. Індуктивність таких дроселів становить від десятих частин до кількох мікрогенрі, резонансна частота – вище 10 МГц. Залежність повного опору безвиткового дроселя від частоти показано на рис. 8.25, б.

Зручно будувати ПЗФ із використанням керамічних прохідних фільтрів Б7, Б14, Б23 (для кіл змінного струму), Б15 (постійного) і симетричних плівкових чотирививідних конденсаторів К73-21 (С1, Ф1, Ф2 на рис. 8.25, в).

Рис. 8.25 Елементи ПЗФ: а − типовий фільтр з конденсаторним блоком К75-37 та безвитковими дроселями L1…L4; б − частотна характеристика повного опору безвиткового дроселя; в − типовий фільтр на конденсаторі К73-21 та на одному з керамічних фільтрів Б7, Б14 або Б23; г − конструкція керамічного фільтра; д − його частотна характеристика притлумлення

 

        

Конструктивно керамічний прохідний фільтр (рис. 8.25, г) виконано наступним чином. Мідний посріблений відрізок проводу 1 із надітим на нього осердям із феромагнітного матеріалу 2 розміщено у керамічній трубці із сегнетокераміки 3, створюючи єдиний елемент. На зовнішню та внутрішню поверхні керамічної трубки нанесено срібні електроди. Між внутрішніми електродами 4 є невеликий зазор. Зовнішній електрод 5 – загальний, з’єднаний із фланцем 6. Така конструкція реалізує два циліндричні конденсатори, які разом із феромагнітним осердям створюють П-подібну схему ФНЧ типу k. Частотну характеристику затухання, яке вносить фільтр, показано на рис. 8.25, д. Ці елементи мають розміри не більше керамічних прохідних конденсаторів типу КТП (1–2 см у довжину, кілька міліметрів у діаметрі).

         У тих випадках, коли тумблер включення джерела живлення ДВЕЖ комутує коло живлення за протизавадним фільтром зі сторони мережі або тумблер не застосовують узагалі, а включення в мережу здійснюють штепсельною вилкою – необхідно паралельно симетричному конденсатору підключити, за вимогами техніки безпеки, розрядний високоомний опір. (Звичайно це резистор типу МЛТ, який розсіює 0.125...0.25 Вт із номінальним опором 100...1000 кОм (R1 на рис. 8.25, а, в).

 

 

 

8.7.   Висновки

 

1.        Інтенсивне впровадження джерел електроживлення із застосуванням силових каскадів ключового типу (з імпульсним керуванням) та удосконалення технологій створення радіоелектронної апаратури високої чутливості призвели до загострення стрімкого зростання актуалізації проблеми забезпечення електромагнітної сумісності сучасних джерел електроживлення із функціональною апаратурою та електричною мережею, від якої формують електроживлення цієї та іншої апаратури.

2.        Проблема забезпечення електромагнітної сумісності має два головних аспекти: забезпечення умов для штатного функціонування будь-якої радіоелектронної апаратури в наявній електромагнітній обстановці і несприйнятливість та обмеження до допустимих рівнів в створюваних електромагнітних завад (емісія), одним із поширених джерел яких є сучасні ДВЕЖ.

3.        Розв’язування задач з проблеми забезпечення ЕМС є одне із завдань розробників та користувачів сучасних ДВЕЖ.

4.        Засоби та заходи забезпечення ЕМС ДВЕЖ можна розділити на декілька груп, які важко ідентифікувати: внутрішні, пов’язані із вибором схемотехнічних рішень та режимів роботи; зовнішні, пов’язані із застосуванням додаткових стосовно ДВЕЖ засобів (фільтрів, кранів, систем ущемлення тощо); іншими в цих групах є електричні та конструкторські; за шляхами поширення завад: кондуктивні (в провідниках, корпусах тощо), в навколишньому середовищі.

5.        Особливістю кондуктивних завад є наявність симетричного (за прямим та зворотним провідниками) та несиметричного (між прямим або/та зворотним провідником і землею) шляхів.

6.        Особливістю завад заваду  навколишньому середовищі є його розподіл на ближню зону (індукції) та дальню (випромінення).

7.        Внаслідок глобального характеру проблеми ЕМС нормативні документи стосовно рівнів завад та несприйнятливості методик вимірювань та випробувань розроблені міжнародні, регіональні, національні установи відповідно, наприклад, «Міжнародна Схемотехнічна комісія» (МЕК, IEC - International Electrotechnical Commission).

8.        Допустимі рівні  електромагнітних завад кондуктивних та в навколишньому середовищі наведено стосовно різної апаратури – в різних стандартах.

9.        Для проведення випробувань за вимогами ЕМС існують спеціальні методики та прилади.

10.   Ключові каскади та інші елементи ДВЕЖ КТ можуть створювати як кондуктивні завади, так і завади в навколишньому середовищі.

11.   Для розрахунку кондуктивних завад слід скласти відповідну еквівалентну схему та врахувати характер імпедансу шляхів поширення (активний, ємнісний, магнітний).

12.   Під час поширення електромагнітних завад в провідниках слід враховувати вплив поверхневого ефекту.

13.   Під час розрахунку рівнів завад в навколишньому середовищі слід враховувати тип зони (ближня – індукції, дальня – випромінення) та характер випромінювача: переважно електричний (висока напруга, мала сила струму); переважно магнітний (велика сила струму, мала напруга).

14.   Різні характери процесів створюють різні рівні завад та інтенсивність згасання обвідної (від 20 дБ/дек й вище), що слід враховувати під час проектування ДВЕЖ.

15.   Стосовно ДВЕЖ інженерно-технічними засобами забезпечення ЕМС є:

16.   Ефективним засобом притлумлення низькочастотних та високочастотних спотворень струму в електричній мережі є корекція коефіцієнта потужності (PFC – Power Factor Correction).

17.   Специфічними конструкторськими засобами притлумлення завад є застосування екранної обмотки в силових трансформаторах, екранувальної шаруватої шайби між силовим транзистором та тепловідводом (радіатором), раціонального монтажу.

18.   Ефективним засобом локалізації електромагнітного поля є екранування

19.   Явища, які забезпечують екранування: поглинання, обумовлене згасанням електричного та магнітного полів в матеріалі екрана та відбиття, обумовлене різними значеннями хвильових імпедансів (в дальній зоні) навколишнього середовища і екрана – відношення  (в ближній зоні).

20.   Ефективним засобом притлумлення кондуктивних завад є мережеві протизавадові фільтри.

21.   Особливістю протизавадових фільтрів є наявність двох типів завад: симетричних і несиметричних – за шляхами поширення.

22.   Стосовно притлумлення завад симетричних обмежень майже немає: цю функцію виконують дроселі (за схемою differential mode) та конденсатори С_х, практично несуттєве обмеження обумовлене значенням накопиченої енергії.

23.   Стосовно притлумлення несиметричних завад є обмеження ємності конденсаторів С_y, обумовлене допустимим значенням сили струму спливу; тому застосовують увімкнення обмоток дроселя за схемою common mode.

24.   У зв’язку із широкою смугою частот згасання протизавадових фільтрів (від 10..150 кГц до 30 МГц й вище). Необхідно враховувати не лише регулярні параметри компонентів, а й паразитні, що ускладнює процес проектування та застосування таких фільтрів.

 

8.8.    Контрольні питання та завдання:

1.        Сформулюйте визначення термінів „електромагнітна сумісність”, „електромагнітна обстановка - ЕМО”, „електромагнітна завада”, „електромагнітна емісія”, „електромагнітна несприйнятливість ”.

2.        Поясніть особливості шляхів поширення електромагнітних кондуктивних завад та який є більш важливим в сенсі проблеми забезпечення ЕМС;

3.        Поясніть особливості поширення електромагнітних завад в навколишньому просторі;

4.        Охарактеризуйте узагальнену модель ДВЕЖ як джерело електромагнітних завад;

5.        Охарактеризуйте допустимі рівні електромагнітних завад на прикладі ДСТУ IEC 61000-2-3;

6.        Назвіть які значення прийняті за опорні (базові) для напруги завад та напруженості поля завад;

7.        Охарактеризуйте комплект приладів для вимірювань та випробувань кондуктивної емісії;

8.        Охарактеризуйте комплект приладів для вимірювань та випробувань емісії в навколишньому просторі;

9.        Охарактеризуйте елементи ДВЕЖ КТ – які вважають джерелами електромагнітних завад;

10.   Поясніть, яким чином розраховують кондуктивні завади;

11.   Визначте напругу завади на резисторі через електромагнітний зв’язок;

12.   Визначте напругу завади на резисторі через магнітний зв’язок;

13.   Поясніть сутність зростання активного опору провідника від частоти;

14.   Поясніть яким чином розраховують завади в навколишньому просторі обумовлені електричним (переважно) випромінювачем;

15.   Поясніть яким чином розраховують завади в навколишньому просторі обумовлені магнітним (переважно) випромінювачем;

16.   Порівняйте за даними таблиці 8.3 спектральні характеристики електромагнітних процесів в ДВЕЖ КТ;

17.   Поясніть які процеси у функціональних вузлах ДВЕЖ описують аналітичні особливості, що наведено в таблиці 8.3;

18.   Охарактеризуйте інженерні засоби забезпечення внутрішньоапаратної ЕМС;

19.   Запропонуйте електричні засоби притлумлення гармонік в мережі електроживлення;

20.   Запропонуйте раціональну форму струмів та напруг в силовому колі ДВЕЖ за критеріями:

·          забезпечення максимального ККД;

·          забезпечення порівняно низького рівня ЕМЗ;

21.   Розрахункові формули протизавадових C, RC, VDRC ланок;

22.   Охарактеризуйте конструктивні засоби притлумлення ЕМЗ;

23.   Поясніть принцип дії екранної обмотки в трансформаторі;

24.   Поясніть принцип дії екранної шайби між транзистором та радіатором;

25.   Охарактеризуйте засади раціонального монтажу;

26.   Поясніть сутність екранування;

27.   Поясніть ефективність екранування внаслідок поглинання;

28.   Поясніть ефективність екранування внаслідок відбиття;

29.   Поясніть сутність понять «поверхневий ефект» та «глибина проникнення»;

30.   Охарактеризуйте призначення та склад  протизавадових фільтрів;

31.   Поясніть умови застосування фільтрів типу С, Г, П;

32.   Поясніть особливості проектування протизавадових фільтрів за симетричним та несиметричним шляхом поширення кондуктивних завад;

33.   Охарактеризуйте особливості елементної бази протизавадових фільтрів.

 

8.9.   Задачі для самоппідготовки

 

Задача 8.1

Дано: Амплітуда прямокутних імпульсів ЕРС моделі силового каскаду ключового типу як джерело завад – 300 В, частота перемикання 100 кГц, внутрішній опір .

Визначити

Номер гармоніки на рецепторі завад з опором 50О м, рівень якої не перевищує 40 дБ. Q=0.5. Смуга частот для імпульса прямокутної форми . Характер обвідної .

Стратегія

Визначимо напругу на рецепторі завад.

Визначимо спектральний склад сигналу . Дуже важливо врахувати те, що модель цього імпульса ідеалізована. Круті фронти імпульса означають наявність вищих гармонік в спектрі.

Напруга завад не повинна перевищувати 40дБ.

Аналітичний вигляд сигналу імпульсної послідовності прямокутної форми має вигляд

.

Для того, щоб знайти амплітудний спектр сигналу (АС) застосуємо перетворення Фур’є:

,

.

(1)

Огинаюча матиме вигляд .

Графіки АС періодичної послідовності імпульсів побудовані на основі виразу:

де .

(2)

Оскільки ширина спектру дорівнює , то обчислювати перші гармоніки не має сенсу.

Розв’язок

Підставивши у формулу (2) значення 100 мкВ та обчисливши вираз, отримуємо приблизне значення .

Відповідь: .

 

Задача 8.2

Дано: Амплітуда імпульсів ЕРС моделі силового каскаду ключового типу як джерело завад – 300 В, частота перемикання 100 кГц, внутрішній опір 50 Ом.

Визначити

Номер гармоніки на рецепторі завад з опором 50 Ом, рівень якої не перевищує 40 дБ. Q=0,5. Смуга частот для імпульса прямокутної форми . Характер обвідної .

Стратегія

Визначимо напругу на рецепторі завад.

Визначимо спектральний склад сигналу . Дуже важливо врахувати те, що модель цього імпульса ідеалізована. Круті фронти імпульса означають наявність вищі гармонік в спектрі.

Напруга завад не повинна перевищувати 40 дБ.

 

Аналітичний вигляд сигналу імпульсної послідовності прямокутної форми має вигляд

.

 

Для того, щоб знайти амплітудний спектр сигналу (АС) застосуємо перетворення Фур’є:

 

,                

Огинаюча матиме вигляд .

Графіки АС періодичної послідовності імпульсів побудовані на основі виразу:

 

де

(2)

Оскільки ширина спектру дорівнює , то обчислювати перші гармоніки не має сенсу.

Розв'язок

Підставивши у формулу (2) значення 100 мкВ та обчисливши вираз, отримуємо значення .

Відповідь:   .

 

 

Задача 8.3

Дано: Амплітуда імпульсів ЕРС моделі силового каскаду ключового типу як джерело завад – 300 В, частота перемикання 100 кГц, внутрішній опір 50 Ом.

Визначити

Номер гармоніки на рецепторі завад з опором 50 Ом, рівень якої не перевищує 40 дБ. Q=0,5 ,

Стратегія

Визначимо напругу на рецепторі завад.

Визначимо спектральний склад сигналу . Дуже важливо врахувати те, що модель цього імпульсу ідеалізована. Круті фронти імпульсу означають наявність вищі гармонік в спектрі.

Напруга завад не повинна перевищувати 40 дБ.

 

Аналітичний вигляд сигналу імпульсної послідовності прямокутної форми має вигляд

.

 

Для того, щоб знайти амплітудний спектр сигналу (АС) застосуємо перетворення Фур’є:

,

 

 

Графіки АС періодичної послідовності імпульсів побудовані на основі виразу:

де

(2)

Розв'язок

Підставивши в формулу (2) значення 100 мкВ та обчисливши вираз, отимуємо значення .

Відповідь:.

 

 

 

Задача 8.4

Дано: Амплітуда імпульсів ЕРС моделі силового каскаду ключового типуяк джерело завад – 300 В, частота перемикання 100 кГц, внутрішній опір 50 Ом.

Визначити

Номер гармоніки на рецепторі завад з опором 50 Ом, рівень якої не перевищує 40 дБ. Q=0,5. Смуга частот для імпульса прямокутної форми 3,95/t. Характер обвідної ..

 

Стратегія

Визначимо напругу на рецепторі завад.

Визначимо спектральний склад сигналу . Дуже важливо врахувати те, що модель цього імпульса ідеалізована. Круті фронти імпульса означають наявність вищі гармонік в спектрі.

Напруга завад не повинна перевищувати 40 дБ.

 

Аналітичний вигляд сигналу імпульсної послідовності прямокутної форми має вигляд .

Для того, щоб знайти амплітудний спектр сигналу (АС) застосуємо перетворення Фур’є:

,

 .

Огинаюча матиме вигляд .

Графіки АС періодичної послідовності імпульсів побудовані на основі виразу:

 

де

(2)

Оскільки ширина спектру дорівнює , то обчислювати перші гармоніки не має сенсу.

Розв’язок

Підставивши в формулу (2) значення 100 мкВ та обчисливши вираз, отримуємо значення .

Відповідь:  .

 

 

Задача 8.5

Дано: Амплітуда імпульсів ЕРС моделі силового каскаду ключового типуяк джерело завад – 300 В, частота перемикання 100 кГц, внутрішній опір 50 Ом.

Визначити

Номер гармоніки на рецепторі завад з опором 50 Ом, рівень якої не перевищує 40 дБ. Смугу частот для імпульсу прямокутної форми 2,55/t. Характер обвідної .

Стратегія

Визначимо напругу на рецепторі завад.

Визначимо спектральний склад сигналу . Напруга завад не повинна перевищувати 40дБ.

 с.

Аналітичний вигляд сигналу імпульсної послідовності прямокутної форми має вигляд .

Для того, щоб знайти амплітудний спектр сигналу (АС) застосуємо перетворення Фур’є:

,          .

Огинаюча матиме вигляд .

Графіки АС періодичної послідовності імпульсів побудовані на основі виразу:

 

де

(2)

 

Розв'язок

Підставивши в формулу (2) значення 100 мкВ та обчисливши вираз, отимуємо приблизне значення .

Відповідь:.

 

 

Задача 8.6

Дано: Сила струму в кабелі 1 А. Довжина кабеля 10 м. Частота сигналу 1 МГц.

Визначити

Напруженість складових магнітного та електричного поля в точці, яка знаходиться на відстані 1 м. Тип випромінювача – магнітний.

Стратегія

Визначимо яким умовам відповідає процес – ближня або дальня зона. Критерій визначення , де .

 

 м,         м.

 

Оскільки точка спостереження знаходиться на відстані 1 м, то скористаємось виразами для  дальньої зони:

      ,      

 

 

 

 

 

Задача 8.7

Дано: Сила струму в кабелі 1 А. Довжина кабеля 10 м. Частота сигналу 1 МГц.

Визначити

Визначити напруженість складових магнітного та електричного поля в точці, яка знаходиться на відстані 0,2 м. Тип випромінювача – магнітний.

Стратегія

Визначимо яким умовам відповідає процес – ближня або дальня зона. Критерій визначення

,    де .

м,          м.

 

Оскільки точка спостереження знаходиться на відстані 0,2 м, то скористаємось виразами для ближньої зони:

;        .

 

 

Задача 8.8

Дано: Сила струму в кабелі 1 А. Довжина кабеля 10 м. Частота сигналу 1 МГц.

Визначити

Напруженість складових магнітного та електричного поля в точці, яка знаходиться на відстані 1,5 м. Тип випромінювача – електричний.

Стратегія

Визначимо яким умовам відповідає процес – ближня або дальня зона. Критерій визначення

, де .

  м          м.

 

Оскільки точка спостереження знаходиться на відстані 1,5 м, то скористаємось виразами для дальньої зони:

    ;      .

 

Задача 8.9

Дано: Сила струму в кабелі 1 А. Довжина кабеля 10 м. Частота сигналу 1 МГц.

Визначити

Напруженість складових магнітного та електричного поля в точці, яка знаходиться на відстані 0,3 м. Тип випромінювача – електричний.

Стратегія

Визначимо яким умовам відповідає процес – ближня або дальня зона. Критерій визначення

, де .

              м.

 

Оскільки точка спостереження знаходиться на відстані 0,3 м, то скористаємось виразами для ближньої зони:

;        .

 

 

 

Задача 8.10

Дано:

Паразитна ємність між сигнальним провідником, під’єднаним до вхідного каскаду підсилювача, та провідником в ДВЕЖ, побудованого за сучасною схемою, складає 50пФ. Кожен провідник має паразитну ємність відносно корпусної землі 150 пФ. По провіднику 1 пробігає послідовність імпульсів, рівень напруги однієї гармоніки, яку ми досліджуємо, складає 1 В частотою 20 кГц.

Визначити       

Якою буде напруга завад на сигнальному провіднику 2 відносно каскаду підсилювача, якщо його вхідний опір 1 кОм.

Стратегія

Виконаємо еквівалентне перетворення схеми. Використаємо формулу для відповідної частотної області.

Для ВЧ області, коли

.

Рівняння зводиться до

.

Розв’язок

 В.

Відповідь:   В.

 

Задача 8.11

Дано:

 

Провідник 1 під’єднано до стабілізатора ДВЕЖ, що являє собою джерело завад. Провідник 2 – сигнальний. = 2 пФ, = 100 пФ, = 5 пФ, = 1,5 В, , , .

Визначити

         Напругу завад U_завад для провідника 2, якщо R =1 кОм.

Стратегія

         Виконаємо еквівалентне перетворення схеми

Використаємо відповідну формулу для обчислення рівня завад:

Для НЧ області

Для ВЧ області

Розв’язок

.

Відповідь:

 

 

 

Задача 8.12

Дано: напруженість магнітного поля навколо трансформатора в ДВЕЖ, побудованого за класичною схемою, становить ,  Гц.

Знайти

Визначити тип екрану. Товщину екрану для міді та сталі з ефективністю 40дБ. Зробити висновки.

Стратегія

В даному випадку ми маємо справу з ближньою зоною.

Оскільки для низькочастотних магнітних полів втрати на відбиття малі, будемо підбирати екран з розрахунком на поглинання.

,     ,   

Розв’язок

,   .

Відповідь: ,   . Сталь краще значно краще екранує НЧ магнітне поле і витрати на екран із сталі значно нижчі.

 

Задача 8.13

Дано: котушка реле, індуктивність якої 1 Гн та опір 400 Ом, живиться постійним струмом 30 В. Перемикач в ланці управління реле має платинові контакти.

Знайти

Спроектувати для цієї схеми захисну ланку захисту контактів.

Стратегія

Паралельно контактам підключимо RC ланку.

Для вибору R застосуємо формулу

.

Для платини

Конденсатор вибираємо за критерієм , де .

Розв’язок

 Ом.

 

Отже . Обираємо 300 Ом.

.

 

Відповідь: Ом,  мкФ.